2.-   
USOS DE LOS RADIO-RECEPTORES

Desde hace ya muchos años la radio se aplica a una gran variedad de propósitos, tales como las comunicaciones, la radio-difusión comercial, la aeronavegación y la navegación de superficie, el radar y el telecontrol. A continuación veremos una breve descripción de cada una de estas aplicaciones.

2.1.-
RADIO-COMUNICACIONES

Es la transmisión y recepción de mensajes sin el empleo de materiales conductores. Por esta razón, también se la denomina “comunicaciones sin hilos”. Las radio-comunicaciones abarcan: la radio-telegrafía, la radio-telefonía, la radio- teletipo, el radio-fax, y la televisión. Por lo demás, es el único método de comunicación que permite conectar una estación de radio fija con una o más estaciones móviles, o dos o más estaciones móviles entre sí. En ambos casos quedan comprendidas las comunicaciones entre: un aeropuerto y un avión en vuelo, una estación costera y un buque en superficie, dos buques, dos aviones, una estación terrena y un satélite, dos o más satélites, etc.

2.2.-
RADIO-DIFUSIÓN COMERCIAL

Es la transmisión de información destinada a la recepción general. Esto significa que una estación emisora transmite una información que es captada por millones de estaciones receptoras.
La información podrá tomar la forma de voz, música y/o imágenes de televisión.

2.3.-
RADIO-NAVEGACIÓN

Es el empleo de medios de radio para determinar la posición y/o la dirección (o curso) de barcos, aeronaves, móviles terrestres, etc.

2.4.-
RADAR

El término “radar” es, en realidad, una sigla formada a partir de la expresión inglesa “Radio Detection and Ranging” (Detección y Medición de Distancias por Radio). El radar es una técnica empleada para determinar la distancia a la que se encuentra un objeto (fijo o móvil) y cuál es el rumbo que éste sigue en el caso en que sea móvil. Un radar de última generación permite, además, determinar la altura de vuelo de una aeronave y la velocidad de desplazamiento de los objetos que “detecta” (denominados “blancos”).

El funcionamiento de un radar se basa en la transmisión de una señal muy direccionada y de muy alta potencia, y en la reflectividad de los objetos que se desea detectar. En efecto, una estación terrestre de radar, equipada con un transmisor, un receptor y una antena altamente directiva, emite un pulso electromagnético de alta potencia el cual, luego de propagarse por el espacio libre, impacta en el objeto, o “blanco”, reflejándose en él y retornando a la “estación radar”. Midiendo el intervalo de tiempo comprendido entre el pulso transmitido y el pulso recibido (denominado “eco”) se determina la distancia a la que se encuentra el “blanco” respecto de la estación radar. La posición del “blanco” se presenta finalmente en una pantalla de monitor.

En la actualidad el radar posee múltiples aplicaciones. A modo de ejemplo mencionaremos: la navegación aérea y marítima; la medición de la velocidad de móviles terrestres, aéreos y marítimos; la prevención de caída de granizo en campos cultivados, la detección de frentes de tormentas, la puntería de sistemas automáticos de armas, el trazado de mapas topográficos desde satélites, etc.

2.5.-
TELECONTROL

Esta técnica se aplica al comando a distancia de maquinaria, automodelos y aeromodelos, alarmas, apertura y cierre de puertas, cámaras de televisión de seguridad, etc.

3.-   
CLASIFICACIÓN DE LOS RECEPTORES

3.1.-
SEGÚN LA APLICACIÓN

• RECEPTOR DE COMUNICACIONES

Empleado en enlaces de radio-telegrafía, en sistemas de radio- navegación, en enlaces “punto a punto” de radio- telefonía, y en sistemas de radar.

• RECEPTOR PARA RADIO-DIFUSIÓN COMERCIAL

Empleado para la recepción de sonido (voz, música) y de imágenes de TV destinados al público en general.

3.2.-
SEGÚN EL PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO

• Receptorde Radio Frecuencia Sintonizado (TRF).
• ReceptorRegenerativo.
• ReceptorSúper-regenerativo.
• ReceptorSúper-heterodino.

3.3.-
SEGÚN LA FRECUENCIA DE TRABAJO

• Receptorde Baja Frecuencia (LF).
• Receptorde Media Frecuencia (MF).
• Receptorde Alta Frecuencia (HF).
• Receptorde Muy Alta Frecuencia (VHF).
• Receptorde Ultra Alta Frecuencia (UHF).
• Receptorde Súper Alta Frecuencia (SHF).
• Receptorde Extra Alta Frecuencia (EHF).
• Receptorde Súper Extra Alta Frecuencia (SEHF).

3.4.-
SEGÚN EL TIPO DE MODULACIÓN

• Receptorde Amplitud Modulada (AM).
• Receptorde Frecuencia Modulada (FM).
• Receptorde Fase Modulada (PM).

3.5.-
SEGÚN EL TIPO DE INSTALACIÓN

• RECEPTOR FIJO

Empleado en instalaciones fijas, como en los edificios gubernamentales o empresas privadas, formando parte del equipamiento de una estación transceptora completa, que opera en las bandas de HF, VHF y UHF.

• RECEPTOR MÓVIL

Es el que se instala en automóviles, transportes de pasajeros de larga distancia, transportes de mercaderías, etc., formando parte, en general, de equipos transceptores. También se incluyen dentro de esta clasificación a los equipos transceptores de mano (denominados “handies”), que operan dentro de las bandas de VHF y UHF.

4.-   
CarácterÍSTICAS DE UN RECEPTOR

4.1.-
SENSIBILIDAD

4.1.1.-
RECEPTOR DE COMUNICACIONES

La“sensibilidad” de un radio-receptor de comunicaciones se define como:

Esta definición implica que cuanto menor sea la intensidad de señal requerida a la entrada del receptor, mayor será la sensibilidad del mismo. La sensibilidad se mide en micro-Volt (μV).

Para determinar la sensibilidad de un receptor existe una norma de medición. La aplicación de esta norma a nivel internacional permite la comparación entre las diversas marcas de receptores, puesto que la sensibilidad es uno de los factores que definen la calidad de los mismos. A modo de ejemplo, citaremos el siguiente caso: En la hoja de especificaciones de un cierto receptor de Amplitud Modulada (AM) dice que su sensibilidad es de 2 μV. Esto significa, sin entrar en otros detalles, que para que sobre la impedancia del parlante del receptor se desarrolle una potencia eficaz de 50 mW (valor especificado por la norma) la señal de radio-
frecuencia, modulada con 1 KHz, y presente en la entrada del mismo, deberá poseer un valor eficaz de 2 μV. Luego, se dirá que otro receptor que posea una sensibilidad de 1,5 μV será más sensible que el anterior, puesto que es capaz de producir la misma potencia de salida (los 50 mW) a partir de una señal de entrada menor.

4.1.2.-
RECEPTOR PARA RADIO-DIFUSIÓN COMERCIAL

En el caso particular de los receptores de radio-difusión comercial (o “broadcasting”) la definición de sensibilidad difiere de la dada para receptores de comunicaciones. Esto se debe a que los receptores de radio-difusión no emplean normalmente una antena externa, sino que están provistos de una antena interna constituida por un arrollamiento de alambre de cobre muy fino sobre un núcleo de ferrita en forma de barra. Entonces, en estos casos la sensibilidad se define de la siguiente manera:

En este caso, entonces, la sensibilidad se expresa en términos del campo eléctrico E [mV/m], es decir, como la cantidad de mili-Volt por metro de la altura efectiva de la antena interna del receptor.

Encualquiera de los dos casos descriptos en los  sub-apartados 4.1.1 y 4.1.2 la sensibilidad depende de las carácterísticas de cada una de las etapas del receptor que se trate. La sensibilidad deseada sólo puede lograrse si el nivel de ruido presente en la salida del receptor es menor que el nivel de la señal de información. Es por esto que para medir la sensibilidad también es necesario especificar un valor mínimo

aceptable de la relación señal a ruido (ó S/N)
. La relación señal a ruido que se especifica para cada tipo de receptor varía con la naturaleza de la señal a ser recibida.

4.2.-
ANCHO DE BANDA Y SELECTIVIDAD

Debido a los efectos de la modulación de la señal transmitida, la señal que ingresa al receptor no posee una única frecuencia sino que está compuesta por un espectro de frecuencias.
Este espectro de frecuencias de audio posee un cierto ancho que depende del tipo de modulación que se trate.

Únaseñal de AM pura, o de Doble Banda Lateral con Portadora, (o DBLCP), está compuesta por la frecuencia de la portadora fP y dos bandas laterales denominadas “Banda Lateral Inferior” (BLI) y “Banda Lateral Superior” (BLS). La BLI se extiende desde la fPhasta fP – fMÁX mientras que la BLS va desde fP hasta fP + fMÁX, donde fMÁX es la máxima frecuencia de la señal modulante. Entonces, ambas bandas laterales dan lugar al “Ancho de Banda” (o BW) ocupado por una emisión de AM pura que, como se ve, equivale a BW=2.FMÁX.

En cambio, una emisión de Banda Lateral Única (BLU) ocupa un ancho de banda que es igual a la

mitad del ocupado por una emisión de AM pura, es decir que BW=fMÁX contando a partir de fP tanto si se transmite la BLI como la BLS.

Por otra parte, en el caso de una transmisión de FM de Banda Ancha el ancho de banda queda definido por la máxima desviación de frecuencia ΔfMÁX producida por la modulación, y equivale, como se verá luego, a BW=2.ΔfMÁX.

Un receptor de alta calidad debe ser capaz de captar la totalidad del ancho de banda de audio generado en el transmisor y emitido por éste. Esto significa que el comportamiento del receptor debe ser tal que las amplitudes de las señales de las distintas frecuencias comprendidas dentro del ancho de banda no sufran distorsión.

Por otra parte, un receptor también debe tener la capacidad de discriminar entre la señal deseada y las señales no deseadas. En otras palabras, debe ser capaz de eliminar aquellas señales cuyas frecuencias difieran de la frecuencia de la señal que se desea recibir. Esta capacidad del receptor se conoce con el nombre de “Selectividad”.

Figura 1:

Gráficoidealdeselectividad de un receptor. Este gráfico también se conoce con el nombre de “Curva de Resonancia”.

En la figura
1 se ilustra el gráfico ideal de selectividad. Un receptor que posea un gráfico de respuesta como el representado en esta figura, y esté sintonizado en la frecuencia fP de una cierta emisora, permitirá el ingreso de la señal de información sin alterar las amplitudes de las componentes cuyas frecuencias se encuentren comprendidas dentro del ancho de banda BW=2.Δf y, al mismo tiempo, rechazará cualquier otra frecuencia que no se ubique dentro de él.

En el gráfico de la figura 1 queda definida la relación de tensiones A, donde VXes la amplitud de cualquiera de las componentes cuyas frecuencias están comprendidas dentro del ancho de banda BW=2.Δf, y VP es la amplitud de la portadora (que es la máxima posible).

Desafortunadamente es imposible  lograr en la  práctica  que un  receptor posea una curva  de resonancia como la representada en la figura 1. En lugar de ésta, la figura 2 representa, en forma esquemática, una curva de resonancia típica correspondiente a un receptor real o práctico. En dicha figura se muestra la relación de tensiones A en función de la frecuencia. La frecuencia fP es la frecuencia de resonancia de los circuitos sintonizados del receptor. Puede verse que, en condiciones reales, la amplitud VXde las señales disminuye a medida que su correspondiente frecuencia se aparta de la frecuencia de resonancia fP.

Figura 2:

Gráficode la curva de selectividad o de resonancia de un receptor real.

A partir de este conocimiento, se debe definir una banda de frecuencias dentro de la cual se logre una fiel reproducción de la señal de información, y dicha banda de frecuencias será la que determine el ancho de banda de radio-frecuencia (RF) del receptor. Este ancho de banda quedará definido entre dos frecuencias extremas o límite, indicadas como fCI y fCS en la figura 2, y para las cuales la relación de tensiones A alcanza el valor. . .

��##119868;�= 0,707

Lacurva de resonancia es el elemento que permite efectuar una comparación entre receptores

desde el punto de vista de la selectividad. Cuanto menor es el valor de la relación A para una frecuencia distinta de la de resonancia, menor es la amplitud de la señal de información a dicha frecuencia.

Tanto para receptores de comunicaciones como para receptores de radio-difusión la selectividad se especifica para una frecuencia desplazada en 10 KHz respecto de la frecuencia central fP (o de resonancia). Esto se debe a que, de acuerdo con una norma internacional, las frecuencias de las portadoras de las emisoras están separadas una de otra por 10 KHz (salvo en los casos de emisoras de FM estereofónica comercial). En la figura 2 se ve que cuando la frecuencia es 10 KHz superior (o inferior) a la portadora, la relación de tensiones A alcanza el valor siguiente. . .

��= 0,1

. . . Lo que significa que la señal correspondiente a una emisora adyacente introducirá una intensidad que

equivale a la décima parte de la intensidad de la señal de frecuencia fP que nos interesa sintonizar. Este valor de AO significa que la intensidad de la señal del canal adyacente está 20 dB por debajo de la intensidad de la señal del canal de interés. Pero en los receptores de comunicaciones y de radio-difusión modernos se exige que la atenuación del canal adyacente sea de alrededor de 1000 veces, o de 60 dB.

En la práctica no resulta sencillo lograr simultáneamente un gran ancho de banda y una elevada selectividad. Por ello es necesario efectuar un balance entre ambos parámetros, a modo de solución de compromiso, haciendo que la curva de sintonía se aproxime a la respuesta ideal representada en la figura 1 (véase la figura 3). En el gráfico de la figura 3 se representan las curvas de selectividad genéricas de varios circuitos sintonizados de RF. Las tres curvas muestran un detalle común, y es que todas indican un mismo ancho de banda entre los puntos en que la relación de tensiones vale 0,707 (o entre puntos de -3 dB). Pero, por debajo de fCI y por encima de fCS (o sea, en las bandas de atenuación) las pendientes difieren de una curva a otra. A partir de aquí surge un criterio que permite efectuar la comparación entre los circuitos. Este criterio se conoce como “Ancho de Banda Relativo”, y se define como la relación entre el ancho de banda existente a un determinado nivel de atenuación y el ancho de banda entre puntos de -3 dB. Es práctica común especificar el Ancho de Banda Relativo “BWR” a -20 dB y también a -40 dB, tal como se indica en las expresiones 1 y 2 respectivamente. Así, el ancho de banda relativo @ -20 dB será la relación entre el ancho de banda existente a -20 dB y el ancho de banda entre puntos de -3 dB, o sea:

∆�@−20 ��

���@−20��  =

∆�@−3 ��

Expr. 1

. . . Mientras que el ancho de banda relativo @ -40 dB será la relación entre el ancho de banda existente a –

40 dB y el ancho de banda entre puntos de -3 dB, o sea:

���@−40��  =

∆�@−40 ��

∆�@−3 ��

Expr. 2

Figura 3:

Curvasderesonanciao de selectividad de diversos circuitos con idéntico ancho de banda.

Cuanto más cercano a la unidad sea el valor de BWRdel circuito que se analice, la curva de selectividad del mismo se acercará más a la forma ideal representada en la figura 1. En la figura 3 podemos ver que la curva 1 (en trazo rojo) es la más parecida a la curva ideal y, además posee el menor valor de BWRy el más cercano a la unidad de las tres curvas representadas.

4.3.-
FIDELIDAD

La señal captada por la antena receptora recorre un camino compuesto por una serie de circuitos formados por componentes lineales y no lineales. Dichos componentes provocan la distorsión de la señal, razón por la cual es imposible lograr una reproducción totalmente fiel de la información. A lo largo del procesamiento de la señal de RF y de la señal de información, los radio-receptores introducen distintos tipos de distorsión conocidos como:

• Distorsión de frecuencia.
• Distorsión de fase.
• Distorsión no lineal.

4.3.1.-
DISTORSIÓN. ANÁLISIS GENERAL

La Teoría de Fourier se aplica al análisis de señales y permite concluir que cualquiera sea la forma de una onda (rectangular, triangular, pulsante, etc.) se la puede descomponer en una serie infinita de señales senoidales de distinta amplitud y frecuencia, y que entre estas componentes existe una cierta relación de amplitudes y de fases.

A modo de ejemplo sencillo, y por tratarse de un caso básico, presentaremos el correspondiente a una onda cuadrada, tal como la que se observa en la parte superior de la figura 4. Desde el punto de vista matemático, la Teoría de Fourier permite demostrar que una onda cuadrada está compuesta por una serie infinita de señales senoidales, denominadas “armónicas”, y cuyas frecuencias son múltiplos impares de la frecuencia de la onda cuadrada. Esto se debe a que dicha onda posee simetría impar, dado que se cumple que V(t)= -V(-t).
También es posible encontrar que las amplitudes de las armónicas se reducen según la ley

de los números impares a medida que la frecuencia de las mismas se incrementa. Por último, la fase inicial de todas las armónicas es la misma. Entonces, las componentes senoidales de la onda cuadrada serán:

• La primera armónica, denominada “fundamental”, que posee la misma frecuencia que la onda cuadrada que le dio origen, y una amplitud máxima V1.
  
• La tercera armónica, que posee una frecuencia tres veces superior a la de la fundamental, y una amplitud V3= V1/3.
• La quinta armónica, que posee una frecuencia cinco veces superior a la de la fundamental, y una amplitud V5= V1/5.
• La séptima armónica, que posee una frecuencia siete veces superior a la de la fundamental, y una amplitud V7= V1/7.
• . . . Y así sucesivamente para las armónicas de orden 9, 11, 13, 15, etc.

Figura 4:

Contenido armónico parcial de una onda cuadrada.

En la parte inferior de la figura 4, y por razones de claridad, se representan sólo las tres primeras armónicas componentes de la onda cuadrada. Al mismo tiempo, se observa la onda resultante de haber sumado estas tres armónicas; se puede apreciar que la “onda suma” tiende a adoptar la forma de la onda cuadrada. En la medida en que se considere una mayor cantidad de armónicas (la quinta, la séptima, etc.) la onda suma tenderá a parecerse cada vez más a la onda cuadrada.

A partir de este sencillo análisis es posible concluir que cuando no está presente la totalidad de las armónicas la onda resultante no es igual a la onda que le dio origen. En otras palabras, la onda resultante está distorsionada.
Esto es lo que ocurriría, precisamente, si la señal cuadrada de la figura 4 se introdujera en un filtro pasa-bajos con una frecuencia de corte superior tal que impida el paso de las armónicas de orden 5 y superiores. Trasladando esta conclusión al caso de las señales de radio, que deben progresar a través de filtros pasa-banda (cuyas curvas de respuesta se representan en la figura 3), es posible inferir que dichas señales sufrirán algún grado de distorsión.

4.3.2.-
DISTORSIÓN DE FRECUENCIA

La distorsión de frecuencia se debe a que la amplificación de la señal no es uniforme dentro del ancho de banda del receptor. Esta no uniformidad altera la natural relación entre las amplitudes de las armónicas contenidas en la señal compuesta (aquí debe recordarse que los fonemas de la voz y los sonidos musicales traducidos a señales eléctricas no son señales senoidales puras, sino que son señales complejas y, por lo tanto, de acuerdo con la Teoría de Fourier, están compuestas por una serie infinita de señales senoidales de distinta amplitud y frecuencia; además, entre estas componentes existe una cierta relación de amplitudes y de fases).

La distorsión de frecuencia se mide mediante el “Factor de Distorsión de Frecuencia M”, el cual expresa cuánto se atenúa la señal en los extremos del ancho de banda. De acuerdo con esta definición, y tomando como referencia el gráfico de la figura 2, el factor de distorsión de frecuencia “M”se expresa en la forma:

� = ��##119868;�

���##119883;

Expr. 3

Por otra parte, el amplificador de audio-frecuencia (AF), que alimenta al parlante del receptor,

tampoco es capaz de proporcionar una ganancia constante a la señal detectada. En definitiva, las señales cuyas frecuencias son cercanas a las frecuencias extremas del ancho de banda (fCIy fCS)
Resultan atenuadas en forma notable. Entonces, si tenemos en cuenta que la señal captada por la antena debe ser procesada por circuitos de RF y de AF antes de llegar al parlante, podemos concluir que las señales de frecuencias cercanas a las extremas pueden sufrir una atenuación importante.

4.3.3.-
DISTORSIÓN DE FASE

La distorsión de fase se produce a causa de la alteración de las relaciones de fase entre las armónicas que componen a una señal no senoidal. Debido a esto, la forma de la señal de salida difiere de la señal original de entrada.

4.3.4.-
DISTORSIÓN NO LINEAL

La distorsión no lineal se produce debido a que la señal, en su camino de procesamiento a lo largo del receptor, pasa a través de componentes electrónicos cuyas carácterísticas “tensión-corriente” no son lineales. Esto ocurre, por ejemplo, en válvulas termoiónicas, transistores, diodos, inductores con núcleo ferromagnético, etc. La señal sufre, entonces, una cierta distorsión quese produce a causa de la generación de señales armónicas (indeseadas) queno estaban presentes en la señal de información original. En este sentido, y con el fin de visualizar lo expresado anteriormente, citaremos dos ejemplos.

Figura 5:

Distorsión producida por un núcleo ferromagnético.

La figura 5 muestra en forma esquemática la curva de magnetización de un material ferromagnético genérico. Supondremos que dicho material se emplea como núcleo de un transformador, y que por el bobinado primario del mismo circula una corriente continua variable, compuesta por una corriente constante y una corriente alterna senoidal. La componente de corriente constante es la que genera una intensidad de campo magnético HCC, mientras que la componente senoidal es la que provoca las variaciones de campo magnético ΔH.
Este valor de HCC es el que fija el punto de trabajo W.
Como se ve, el punto W está ubicado fuera de la zona lineal de la carácterística B-H (donde debería estar), y cercano a la zona de saturación del núcleo. Esto hace que no exista proporcionalidad entre las variaciones de campo magnético ΔH y las variaciones de flujo magnético ΔΦ.
El flujo magnético alterno no es senoidal.

Si se tiene en cuenta que la variación del flujo magnético Φ es la causa de la tensión inducida en el secundario del transformador, es evidente que dicha tensión tendrá la misma distorsión que ΔΦ.
Por lo tanto, y de acuerdo con lo expresado en el sub-apartado 4.3.1, la tensión inducida estará formada por una gran cantidad de señales armónicas que no existían en la señal original ΔH.

En la figura 6 se representa el caso de generación de distorsión armónica producida por el uso de un diodo polarizado incorrectamente. Como se observa en dicha figura, la corriente de polarización IPse ha ubicado muy por debajo de la zona aproximadamente lineal de la carácterística “corriente-tensión” del diodo,

por lo que la señal de alterna senoidal viaplicada al mismo no se traduce en una corriente iDsenoidal. Nuevamente, la señal de salida iDestará conformada por señales armónicas que no existían en la señal original vi.

Figura 6:

Distorsión producida por un diodo.

5.-   

RECEPTOR SUPERHETERODINO

DE AMPLITUD MODULADA

En la figura 7 se representa el diagrama funcional de un receptor superheterodino de AM y de simple conversión de frecuencias. La denominación de “heterodino” significa que el receptor funciona en base a un proceso de “mezcla” de frecuencias. Por otro lado, la expresión “simple conversión de frecuencias” significa que, a lo largo del procesamiento de las señales, el receptor “modifica” o “convierte” una sola vez el valor de la frecuencia de la portadora en otro valor menor, que se denominará “frecuencia intermedia”.
Como se verá más adelante en este mismo apartado, el valor de la frecuencia intermedia está siempre por encima del límite de las frecuencias audibles. Es decir que se trata de una frecuencia “supersónica”. De ahí proviene la denominación de “receptorheterodinosupersónico” o, simplemente “receptor superheterodino”.

Este tipo de receptores se caracteriza por su elevada sensibilidad y selectividad, que se mantienen prácticamente constantes dentro del rango de frecuencias de trabajo. Además, presenta una alta estabilidad. Su principio de funcionamiento es la base de los receptores modernos. Según sean el rango de frecuencias y las especificaciones que deban cumplir, podremos encontrar receptores de doble conversión y, aún, de triple conversión de frecuencias.

De acuerdo con la figura 7, a continuación de la antena receptora tenemos el Circuito de Entrada de Antena. Este circuito contribuye poco en mejorar la selectividad del receptor, pero aporta un incremento a su sensibilidad. De todos modos, es el encargado de inyectar las señales de interés al Amplificador de RF. El Circuito de Entrada de Antena permite al operador del receptor seleccionar la frecuencia de portadora fP de la emisora deseada mediante el ajuste del capacitor variable CP.
Puesto que el eje de este capacitor está mecánicamente acoplado al eje del capacitor variable COL, al mismo tiempo se ajusta el valor de la frecuencia de salida fOLdel Oscilador Local, también denominado “Oscilador de Frecuencia Variable”.

El “Oscilador de Frecuencia Variable”, u OFV, está diseñado de tal manera que su frecuencia de

salida fOLsiempre supera en 455 KHz a la frecuencia fPque se ha sintonizado, por lo que se puede escribir que se cumple que:

��� = �� + 455 ��##119911;                                         Expr. 4

Por ejemplo, supongamos que el operador del receptor sintoniza la emisora cuya frecuencia de

portadora fP es 870 KHz. Entonces, la frecuencia de salida del OFV será fOL=1325 KHz. Cuando el operador cambie la sintonía hacia la emisora cuya fP es 1030 KHz, la frecuencia de salida del OFV cambiará simultáneamente a fOL=1485 KHz.

Luego, la señal de frecuencia fP sintonizada por el usuario y la señal de frecuencia fOLque proviene del OFV se hacen ingresar al circuito Mezclador. Teniendo en cuenta que el mezclador es un circuito alineal, a la salida del mismo encontraremos infinitas señales cuyas frecuencias resultan de todas las posibles combinaciones entre la  frecuencia fP y la frecuencia fOL.
De todas estas combinaciones se selecciona, mediante un circuito sintonizado instalado a la salida del mezclador, solamente una, y es aquélla cuya frecuencia es igual a la diferencia entre la frecuencia del oscilador local fOL y la frecuencia fP de la portadora sintonizada. O sea:

��##119868; = ��� − �� = 455 ��##119911;                                             Expr. 5

Figura 7:

Diagramafuncionalde un receptor súper-heterodino de amplitud modulada y de simple conversión de frecuencia.

La frecuencia diferencia de la señal obtenida a la salida del primer mezclador se denomina “Frecuencia Intermedia”, o fFI.
Por lo demás, la expresión 5 nos dice que cualquiera sea la frecuencia de portadora fP sintonizada, la frecuencia de salida del mezclador siempre será igual a 455 KHz. Es decir que, a partir de la salida del mezclador el receptor es “transparente” respecto de la frecuencia de portadora de la

emisora que se sintonice. Por otra parte, debemos destacar que la señal de 455 KHz mantiene la misma envolvente de modulación que la portadora sintonizada (véase la figura 7).

Hasta aquí hemos descripto, a grandes rasgos, el funcionamiento del “Conversor de Frecuencias” del receptor, que, como se vio, está compuesto por el Amplificador de RF, el OFV y el Mezclador. Luego, la señal de 455 KHz es amplificada por el “Amplificador de Frecuencia Intermedia”, o, simplemente, “Amplificador de FI”.
El Amplificador de FI posee una elevada ganancia y todas sus etapas están sintonizadas en la frecuencia de 455 KHz. Es del tipo pasa-banda, y su curva de resonancia posee pendientes abruptas (véase la figura 3). De esta forma se logran una alta selectividad y una ganancia prácticamente constante dentro del ancho de banda de trabajo.

En el siguiente paso, la señal de 455 KHz ingresa al Circuito Demodulador, que cumple la función de recuperar la señal de información tal como fue transmitida. En otras palabras, el demodulador rescata a la envolvente de modulación y elimina a la señal de 455 KHz. En el caso de un receptor de AM este demodulador recibe el nombre de “Detector de Envolvente” (que se describe en el apartado 6.5). La señal de modulación recuperada es una señal de audio que se hace ingresar a un amplificador adecuado que, finalmente, alimenta a un parlante.

5.1.-
SELECTIVIDAD, SENSIBILIDAD Y ESTABILIDAD

La alta selectividad de un receptor superheterodino se debe a que en el proceso de conversión de frecuencias se reduce el valor de la frecuencia de RF que será manejada por el mismo. En efecto, y tal como se verá en el desarrollo de este análisis, la selectividad es función directa de la desintonía relativa definida por la relación:

∆� = � − ��

��                           ��

Entonces, si la desintonía absoluta Δf se mantiene constante, la selectividad aumentará en la medida en

que se reduzca la frecuencia de trabajo fO.
Por otro lado, dado que el valor de la frecuencia intermedia es constante, los amplificadores de FI son de sintonía fija, lo cual permite diseñarlos para la mejor respuesta en frecuencia posible.

La sensibilidad de un receptor superheterodino es elevada también a causa del proceso de conversión de frecuencias, puesto que, al trabajar en una frecuencia fija y relativamente baja, los amplificadores de FI poseen una ganancia elevada y estable.

La estabilidad de un receptor superheterodino se ve incrementada porque la amplificación de las señales se efectúa, como lo indica la figura 7, en tres etapas, a distinta frecuencia cada una de ellas: radio- frecuencia, frecuencia intermedia y audiofrecuencia. El número de etapas que opera a cada una de estas frecuencias es muy bajo, lo cual elimina la posibilidad de una auto-oscilación debida a una realimentación parásita.

5.2.-
RESPUESTAS ESPURIAS

Un radio-receptor puede reproducir, si no se toman los recaudos necesarios, respuestas indeseadas que reciben el nombre genérico de “respuestas espurias”. Éstas se ponen de manifiesto en forma de “silbidos”, o bien haciendo que una señal interferente aparezca en un punto del dial de sintonía que no es el esperado. Cualquiera sea el caso, la existencia de las respuestas espurias degradan el funcionamiento del receptor, y también resultan molestas para el operador del mismo. Las principales fuentes de las respuestas espurias son:

1. Las señales de frecuencia imagen.
2. Las señales de frecuencia intermedia.
3. Las señales armónicas de la frecuencia intermedia generadas por un segundo conversor.

Las señales armónicas de la señal recibida generadas por el primer conversor.

5.2.1.-
SEÑALES DE FRECUENCIA IMAGEN

La más importante de las fuentes mencionadas es la señal de frecuencia imagen. Ésta se puede originar debido a que el mezclador dará una señal de salida con frecuencia igual a fFI tanto en el caso en

que la frecuencia de la señal recibida sea mayor que fOLcomo en el caso en que sea menor que ella. Para que esto ocurra, la señal recibida deberá poseer una frecuencia fP que sea:

��1 = ��� + ��##119868;

. . . O bien:                                                    ��2 = ��� − ��##119868;

Si a partir de las dos expresiones anteriores despejamos fFI y sumamos, obtendremos que:

��1 − ��� = ��##119868;

��� − ��2 = ��##119868;

��1 − ��2 = 2. ��##119868;

A modo de ejemplo veamos el siguiente caso: Supongamos que se desea sintonizar una emisora cuya

frecuencia de portadora es fP2=3,9 MHz, y que el receptor posee una fFI=455 KHz.
Entonces, la frecuencia imagen será:

��1 = ������� = ��2 + 2. ��##119868;

��1  = �������  = 3,9 ��##119911; + 910 ��##119911; = 4,81 ��##119911;

Esto significa que existe la posibilidad de la recepción simultánea de dos emisoras cuyas frecuencias

difieren exactamente en el doble de la frecuencia fFI.
Este inconveniente se soluciona empleando circuitos selectivos instalados entre el circuito de entrada de antena y el mezclador. De esta forma se facilita el ingreso de la señal deseada y se suprime el acceso de la señal interferente, o “señal imagen”.
La interferencia provocada por la “señal imagen” también se conoce con el nombre de “interferencia de segundo canal”.
La supresión de la “señal imagen” se hace más efectiva incrementando el número de circuitos destinados a la preselección de las frecuencias de interés, y también cuanto mayor sea la relación:

��##119868;

��

Los radio-receptores destinados a la banda de radio-difusión comercial de AM, que son de simple

conversión, poseen una fFI=455 KHz.
Los radio-receptores correspondientes a la banda de radio-difusión comercial de FM (de 88 MHz a 108 MHz) suelen ser de doble conversión, por lo que poseen una primera fFI1=10,7MHzen la primera conversión de frecuencias y una segunda fFI2=455KHz en la segunda conversión (véase luego el apartado 7, “Receptor de Frecuencia Modulada”).

5.2.2.-
SEÑALES DE FRECUENCIA INTERMEDIA

Pueden existir señales transmitidas cuya frecuencia sea igual a la frecuencia fFI del receptor. Si estas señales poseen la intensidad suficiente, pueden llegar a acoplarse directamente a la entrada del mezclador y generar a la salida del receptor una señal de información que se superpone a la que corresponde a la frecuencia de portadora a la que está sintonizado el receptor. Nuevamente, es la selectividad del receptor la que puede prevenir este inconveniente.

5.2.3.-
SEÑALES ARMÓNICAS DE LA FRECUENCIA INTERMEDIA

Supongamos que un receptor cuya fFI=455 KHz está sintonizado a una frecuencia de portadora

FP1=910,5 KHz

���  = ��1 + ��##119868;  = 910,5 ��##119911; + 455 ��##119911; = 1365,5 ��##119911;

Si en estas condiciones ingresa al receptor una señal suficientemente intensa cuya frecuencia de portadora

vale fP2=910 KHz, la salida del mezclador para esta señal poseerá una frecuencia:

��� − ��2  = 1365,5 ��##119911; − 910 ��##119911; = 455,5 ��##119911;

Si la segunda armónica de esta frecuencia apareciese a la salida del detector y se acoplase a la entrada

del mezclador, se combinará con la frecuencia del oscilador local, y  a la salida del mezclador tendremos

otra señal cuya frecuencia será:

1365,5 ��##119911; − 2 × 455,5 ��##119911; = 1365,5 ��##119911; − 911 ��##119911; = 454,5 ��##119911;

Así, las señales de 455,5 KHz y 454,5 KHz ingresando al detector producirán un “efecto de batido” que dará

como resultado una señal de audio con una frecuencia de:

455,5 ��##119911; − 454,5 ��##119911; = 1 ��##119911;

Esta señal se manifiesta como un silbido y la forma idónea de evitarlo consiste en instalar filtros a la salida

del detector que impidan el paso de las señales armónicas de la frecuencia intermedia. Por otra parte, será necesario implementar un conexionado o trazado del circuito impreso de modo que se impida el acoplamiento entre los circuitos de RF y el del detector.

5.2.4.-
SEÑALES ARMÓNICAS DE LA SEÑAL RECIBIDA

Cabe la posibilidad de que ingrese al receptor una señal muy intensa cuya frecuencia fP sea:

�� ≈ 2. ��##119868;

Si esto ocurre, puede suceder que, debido a una eventual saturación del amplificador de RF su señal se

distorsione, y a la salida del mezclador aparezca   una señal de frecuencia f que sea provocada por la

segundaarmónica de la señal entrante:

� = 2. �� − ��� = 4. ��##119868; − ���

Además de esta señal, a la salida del mezclador también encontraremos la señal “normal”, cuya frecuencia

coincide con la fFI ya conocida:

��##119868; = ��� − ��

Entonces, cuando ##119943;� = �. ##119943;##119917;##119920; la señal de salida del mezclador contendrá, además, una  componente no deseada de frecuencia �.##119943;� − ##119943;��de valor muy próximo al de la ##119943;##119917;##119920;.Esta componente se “batirá” con la fFI

“normal” produciendo  un  silbido (audio)  cuya frecuencia  dependerá  de la sintonía  del receptor.  Aquí

debemos considerar que esta respuesta espuria se origina dentro del marco del funcionamiento normal del receptor y, por lo tanto, no puede ser eliminada por la selectividad del amplificador de FI. La solución consiste, entonces, en reducir  la amplitud de la señal de RF antes de que ingrese al conversor de frecuencias.

En conclusión, en la mayor parte de los casos, las respuestas espurias pueden ser eliminadas solamente en los circuitos que anteceden al mezclador, es decir, en el circuito de entrada de antena y en el amplificador de RF (véase luego, en el sub-apartado 6.1, la figura 10).

6.-   

CIRCUITOS DE UN RECEPTOR DE

AMPLITUD MODULADA

6.1.-
CIRCUITO DE ENTRADA DE ANTENA

Los circuitos de entrada de antena están destinados, fundamentalmente, a acoplar la señal captada por la antena al amplificador de RF del receptor. Pero también cumplen con la misión de eliminar aquellas señales cuyas frecuencias estén fuera de la banda de operación del receptor. Para ambos propósitos los receptores emplean, en la mayor parte de los casos, circuitos de acoplamiento sintonizados.

En los receptores empleados en la banda de radio-difusión comercial de AM (entre 500 KHz y 1600 KHz), tanto fijos como portátiles, los equipos están provistos de una antena interna que consiste de uno o dos bobinados arrollados sobre un núcleo de ferrita que, en la mayor parte de los casos, posee forma de barra cilíndrica, o de barra plana. La figura 8 muestra los dos ejemplos prácticos más comunes; en ambos casos se observa la presencia de un circuito sintonizado. Mediante el capacitor CP se ajusta la resonancia con el inductor LP a la frecuencia de portadora de la emisora que se desea recibir. El capacitor CP es una de las dos secciones del capacitor “tándem” mostrado en el diagrama funcional de la figura 7.

Figura 8:

• Acoplamientoa transformador. (B) Acoplamiento por derivación.

Los circuitos de acoplamiento de antena se clasifican en base a:

1. El tipo de circuito resonante empleado: En este sentido, se pueden emplear circuitos sintonizados simples, o bien circuitos sintonizados acoplados a transformador.

1. El método de acoplamiento entre la antena y el circuito sintonizado del receptor: Aquí la elección depende básicamente del tipo de antena que se emplee. En los casos en que el receptor cubre una determinada banda de frecuencias la antena no está sintonizada, razón por la cual se deben emplear circuitos de acoplamiento sintonizables como los representados en la figura 9. En dicha figura, el capacitor de sintonía CP es el mismo que se observa en la figura 7 asociado al circuito de entrada de antena.

Figura 9:

• Acoplamientocapacitivo. (B)Acoplamiento inductivo. (C) Acoplamiento capacitivo-inductivo.

Cuando se emplean estos circuitos se debe evitar que la impedancia de entrada del amplificador de RF produzca “efecto de carga” sobre el tanque LP–
CP que, en estado de resonancia, presenta una impedancia muy elevada. Por esta razón el amplificador deberá poseer una impedancia de entrada muy alta, como es el caso de los circuitos a válvula con entrada por grilla, o los circuitos con transistor por efecto de campo (o FET) con entrada por compuerta.

De acuerdo con el análisis efectuado en el apartado 5, aquí resulta de interés tratar el tema de cómo interviene el “Circuito de Entrada de Antena” en el rechazo de las respuestas espurias. En particular, la interferencia de frecuencia intermedia puede ser eliminada mediante filtros instalados a la entrada del receptor. La figura 10 muestra los dos ejemplos típicos de circuitos denominados “supresoresde FI”, o de “rechazode FI”, aplicados al circuito de entrada de antena.

Figura 10:

En la figura 10(A) se representa un circuito “trampa de FI” conectado en serie con la entrada de antena. Este es un circuito paralelo, formado por el inductor LFI y el capacitor CFI, que resuena a la frecuencia fFI.
En estado de resonancia este circuito presenta una impedancia muy elevada a cualquier señal cuya frecuencia coincida con fFI, por lo que bloquea su paso hacia el mezclador.

La figura 10(B) muestra otro tipo de “trampa de FI” conectada en paralelo con el circuito de entrada de antena. En este caso se trata de un circuito serie, compuesto por el inductor LFI y el capacitor CFI, que también resuena a la frecuencia fFI.
En estado de resonancia su impedancia cae a un valor extremadamente bajo, por lo que, prácticamente, la entrada del receptor queda corto-circuitada frente a las señales con frecuencia igual a fFI.

Los receptores de comunicaciones empleados en las bandas de HF, VHF y UHF, así como los receptores de TV, utilizan antenas sintonizadas y balanceadas (como el dipolo plegado). En estos casos, la señal de RF captada por la antena es inyectada al receptor mediante una línea de transmisión cuya impedancia carácterística (real pura) es igual a la impedancia de la antena en resonancia. Esto es, la antena y la línea de transmisión están “adaptadas”. Así, para cumplir con el Teorema de Máxima Transferencia de Potencia, la entrada del receptor deberá poseer la misma impedancia que aquéllas. Por eso, la línea se deberá conectar al receptor a través de un transformador de adaptación, o de un auto-transformador, o de algún otro tipo de circuito adaptador (véanse luego las figuras 11 y 12).

6.2.-
PREAMPLIFICADOR

6.2.1.-
PREAMPLIFICADOR CON TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO

Dentro de las bandas de comunicaciones de HF, VHF y UHF es práctica común el empleo de un pre-amplificador de RF conectado entre la salida de la antena y la entrada del receptor. Esto se hace con la finalidad de incrementar la sensibilidad, pero tratando de no empeorar la relación S/Ndel sistema. Para ello será necesario emplear transistores cuya “Figura de Ruido”, o NF, sea la mejor posible dentro del rango de frecuencias de operación del pre-amplificador.

Figura 11:

Preamplificador de VHF con transistor MOSFET de doble compuerta.

La figura 11 representa el circuito de un pre-amplificador sintonizado en 144 MHz que funciona en base a un transistor MOSFET de doble compuerta, en la configuración de “fuente común”. La carácterística más destacable del transistor BF981  es que presenta su mejor NF funcionando a máxima ganancia. Ajustando los capacitores de 22 pF de los tres circuitos sintonizados para máxima señal de salida se logra una ganancia de potencia GP=20dBy una NF=1,8 dB.

Los detalles constructivos de los inductores son los siguientes:

• L1:

  
  5 espiras sobre horma de 6 mm de diámetro, de alambre estañado de 0,3 mm de diámetro, 10 mm de longitud, y derivación a 1 vuelta desde el extremo de tierra.
• 
  

  L2:

  6 espiras sobre horma de 8 mm de diámetro, de alambre estañado de 1 mm de diámetro, 18 mm de longitud.
• 
  

  L3:

  6 espiras sobre horma de 8 mm de diámetro, de alambre estañado de 1 mm de diámetro, 18 mm de longitud, y derivación a 1 vuelta desde el extremo de tierra.
• 
  L2 y L3 se montan paralelas entre sí con 18 mm de separación entre sus ejes.
• 
  L2 y L3 se deben montar formando un ángulo de 90° respecto de L1.
  

Los componentes del circuito pre-amplificador se montan sobre una placa de circuito impreso, que luego se instala en el interior de una pequeña caja o gabinete de aluminio cerrado con la finalidad de evitar la acción de las interferencias externas. Por otra parte, para impedir que la etapa de salida del pre- amplificador interfiera con la etapa de entrada, es necesario separarlas mediante una pantalla metálica, tal como se indica en la figura 11. En este sentido, deben tenerse en cuenta dos aspectos que se asocian entre sí: la ganancia de potencia del pre-amplificador es muy alta (100 veces), y las etapas de entrada y de salida están muy cercanas entre sí.

Figura 12:

Preamplificador de VHF con transistor JFET de canal N.

El circuito de la figura 12 es un pre-amplificador sintonizado en 144 MHz que funciona en base a un transistor JFET de canal N en la configuración de “compuerta común”. El transistor 2N5245 posee una NF=4dB @ 400 MHz, y con él se puede lograr una ganancia de potencia GP=8 a 14 dB.
Este circuito, aplicable a diversos propósitos, es particularmente útil en aquellas situaciones en que los requerimientos de ruido no son importantes. Consiste de dos circuitos sintonizados con acoplamiento inductivo tanto para la entrada como para la salida. Aquí la sintonía se logra mediante el ajuste de los núcleos de los transformadores en lugar de emplear capacitores tipo “trimmer” (esta práctica es común cuando se desea minimizar el tamaño del circuito. En la entrada del pre-amplificador se han agregado dos diodos del tipo 1N914 para evitar que las sobre-tensiones de señal dañen al transistor.

Los detalles constructivos de los inductores son los siguientes:

• L1:

  
  1,5 espiras, a espiras juntas, de alambre de cobre esmaltado de calibre 22 SWG (*), bobinada sobre el extremo de tierra de L2.
• 
  

  L2:

  5,5 espiras, a espiras juntas, de alambre de cobre esmaltado de calibre 22 SWG (*), sobre horma de 4 mm de diámetro, con núcleo para VHF, con derivación a 2 vueltas desde el extremo de tierra.
• 
  

  L3:

  5 espiras, a espiras juntas, de alambre de cobre esmaltado de calibre 22 SWG (*), sobre horma de 4 mm de diámetro, con núcleo para VHF.
• 
  

  L4:

  1,5 espiras, a espiras juntas, de alambre de cobre esmaltado de calibre 22 SWG (*), bobinada sobre el extremo de tierra de L3.
  

(*)

NOTA:

La  sigla SWG significa “Standard Wire Gauge”,  que es  una  tabla de calibres  normalizados  de conductores  y de espesores de chapas metálicas. En particular, el calibre 22 SWG corresponde a un alambre de 0,711 mm de diámetro.

6.2.2.-
PREAMPLIFICADOR CON TRANSISTOR BIPOLAR

El empleo de transistores bipolares constituye una alternativa muy interesante para el diseño de pre- amplificadores de RF. En efecto, se obtiene un muy buen comportamiento con transistores de baja NF, una frecuencia de transición fT muy elevada, en un circuito con realimentación negativa. En este sentido, el circuito representado en la figura 13 es uno de los mejores ejemplos, dado que se lo emplea en las bandas de HF, VHF y UHF. El transistor 2N5179 posee una NFMAX=4,5 dB @ 200 MHz, y una fT=2 GHz.
Este transistor es un dispositivo de encapsulado metálico tipo TO-72 de cuatro terminales. El cuarto terminal permite conectar el encapsulado al potencial de “tierra” del circuito. El diagrama circuital de la figura 13 corresponde al de un amplificador de “banda ancha” (no sintonizado). Debido a la fuerte realimentación negativa y a la elevada corriente de reposo (20 mA) el circuito no está sujeto a sobrecarga. Las impedancias de entrada y de salida son muy cercanas a los 50 Ω, lo que permite una sencilla adaptación al filtro de antena y al filtro anterior al circuito mezclador. El circuito de la figura 13, aplicable en este caso a la banda de HF, posee una GP=20 dB y un BW=100 MHz.
Por lo demás, en el recuadro de la misma figura se

observa el detalle constructivo del transformador de colector. En primer lugar, los alambres de los inductores L1 y L2 se retuercen entre sí (este detalle no se muestra en la figura) y luego se bobinan sobre un núcleo toroidal de ferrita. Además, el flujo disperso de un núcleo toroidal es nulo, por lo cual se evita que este circuito interfiera con las etapas que se encuentran en sus cercanías. Esta técnica se emplea para lograr un fuerte acoplamiento entre ambos inductores (prácticamente se logra que sea k=1)
.

Figura 13:

Pre-amplificador de HF no sintonizado con transistor bipolar.

6.3.-
MEZCLADOR Y CONVERSOR DE FRECUENCIA

6.3.1.-
FRECUENCIA AJUSTABLE

El proceso de “conversión de frecuencia” se basa en el uso de dispositivos “alineales”, como lo son los diodos y los transistores. Tal como se analizó en el apartado 5 y se representó en la figura 7, al circuito “Mezclador” ingresan, por un lado, la señal que posee una frecuencia de portadora fP (de la emisora que se desea recibir) y, por otro, la señal proveniente del “Oscilador Local” que posee una frecuencia igual a fOL= fP

+ fFI.
Ambas señales se combinan en el mezclador de tal manera que en su salida, y si no se adoptara cierto recaudo, tendríamos una señal compuesta por infinitas señales de distintas amplitudes y frecuencias. Pero en la salida del mezclador se instala un circuito LC paralelo sintonizado a la frecuencia fFI y, de esta manera se logra rechazar a todas las señales cuyas frecuencias no coincidan con aquélla.

La figura 14 muestra el circuito de un mezclador compuesto por dos transistores, en el que el transistor Q1 funciona como mezclador-amplificador y el transistor Q2 actúa como oscilador. En esta figura debe observarse que no existe un amplificador de RF conectado entre la entrada de antena y el mezclador.

Figura 14:

Circuito de un mezclador transistorizado.

La señal deseada, de frecuencia fP, se sintoniza mediante el “tanque” paralelo formado por el bobinado secundario del transformador T1, de inductancia LP, el capacitor fijo C1 y el capacitor variable CP.
Dicha señal ingresa a la base de Q1 que está configurado como “emisor común”. La señal del oscilador local, de frecuencia fP + fFI, es inyectada al emisor de Q1 mediante la sección inferior del inductor LOL, que es

el secundario del transformador T2.
Esta señal se logra mediante la resonancia del “tanque” paralelo formado por dicho inductor, el capacitor fijo C2 y el capacitor variable COL.
El oscilador descripto en la figura 14 es un auto-oscilador con realimentación inductiva.

6.3.2.-
ERROR DE ARRASTRE O DE SEGUIMIENTO

Tal como se vio en el apartado 5 y como se muestra en las figuras 7 y 14, el capacitor de sintonía CP y el del oscilador local COLson dos secciones que forman una única unidad denominada “capacitor variable en tándem”. Las placas móviles de ambas secciones son solidarias a un mismo eje y siempre se las conecta al potencial de “tierra”, mientras que sus placas fijas están aisladas de dicho potencial. Este mecanismo permite que el receptor sea sintonizado mediante un único control. Sin embargo, esta forma de sintonía encierra ciertas dificultades debido, precisamente, a que la frecuencia del OL debe ser superior a la frecuencia de portadora en una cantidad igual a  la frecuencia intermedia, cualquiera sea la emisora sintonizada. Los circuitos sintonizados de RF se diseñan y construyen de tal manera que sean lo más parecidos posible entre sí. Pero, obviamente, el circuito del OL no puede serlo dado que su rango de frecuencias de trabajo no es igual al de aquéllos. Por lo tanto, el giro del eje del capacitor tándem producirá cambios de frecuencia diferentes en la sintonía de entrada y en la sintonía del OL.

La sintonía de la etapa de entrada responde a la expresión conocida:

1

��=            

2. ##120587;. √��. (�1+ ��)

Expr. 6

Ambas secciones del capacitor tándem se pueden ajustar simultáneamente entre un valor mínimo y un valor

máximo de capacidad. Por lo tanto, la máxima y la mínima frecuencia de portadora sintonizables por el “tanque” de entrada estarán dadas, respectivamente, por las expresiones 7 y 8:

1

����##119883;=           

2. ##120587;. √��. (�1 + ��    �##119868;�)

1

���##119868;�   =          

2. ##120587;. √��. (�1 + ��  ��##119883;)

Expr. 7

Expr. 8

En la figura 15, la expresión 6 está representada por la curva AB, en la que el punto A responde a la

expresión 7 y el punto B responde a la expresión 8.

Figura 15:

Curva de sintonía requerida del oscilador local (CD).

Curva de sintonía real del oscilador local (EF).

De acuerdo con el principio de funcionamiento de todo sistema súper-heterodino, la frecuencia de salida del OL debería cumplir con la siguiente expresión:

1

��� = �� + ��##119868; =            

+ ��##119868;                                                   Expr. 9

2. ##120587;. √��. (�2+ ��)

La expresión 9 está representada en la figura 15 por la curva CD que, obviamente, es paralela a la curva AB.
Pero, rigurosamente, el OL no cumple con la expresión 9, sino que su frecuencia de salida responde a la forma ya conocida:

1

��� =            

Expr. 10

2. ##120587;. √���. (�2+ ���)

. . . Y los límites máximo y mínimo entre los que puede variar están dados, respectivamente, por las

expresiones 11 y 12:

1

��� ��##119883;  =           

Expr. 11

2. ##120587;. √���. (�2+ ���   �##119868;�)

1

��� �##119868;�   =          

2. ##120587;. √���. (�2+ ���  ��##119883;)

Expr. 12

En la figura 15, la expresión 10 está representada por la curva EF, en la que el punto E responde a la

expresión 11 y el punto F responde a la expresión 12. Para trazar esta curva se ha supuesto que COL MIN encombinación con LOL dan una frecuencia fOL MAX, representada por el punto E, que coincide con el punto C.
A medida que modificamos el valor del capacitor COL la frecuencia de salida del OL varía según la expresión 10, que difiere de la expresión 9.

En la mayor parte de los casos prácticos ocurre que ambas secciones del capacitor tándem son iguales. Por lo tanto, resulta evidente que se debe cumplir la desigualdad:

��� ��

Por esta razón, la curva EF pasa por debajo de la curva CD, tal como se aprecia en la figura 15. La

diferencia, o “error de arrastre”, entre ambas curvas se incrementa a medida que la frecuencia disminuye. O sea que, salvo en el punto inicial, para el resto de los puntos ocurre que:

��� − �� ≠ ��##119868;

En consecuencia, el receptor no es capaz de dar cobertura completa a lo largo de todo el rango de

frecuencias. Para lograr un comportamiento más adecuado a los requerimientos será necesario que la curva EFcruce a la curva CD aproximadamente en el punto medio del rango de frecuencias de trabajo. De esta manera el “error de arrastre” medido en los extremos de las curvas será menor, tal como se observa en la figura 16.

Figura 16:

Curva de sintonía requerida del oscilador local (CD).

Curva de sintonía real desplazada del oscilador local (EF).

En la práctica, los circuitos sintonizados se diseñan de tal manera que el “error de arrastre” sea nulo en tres puntos de la curva, a saber: en ambos extremos y en el centro del rango de frecuencias. En el resto de los puntos la frecuencia del OL será algo diferente del valor exacto deseado. Este criterio de diseño se conoce como “alineación”y se logra mediante el agregado de capacitores en el circuito del OL en la forma que indica la figura 17. El capacitor C2 se conoce con el nombre de “trimmer”, es del orden de las decenas de pF y es ajustable. El capacitor CS se conoce con el nombre de “padder”. Su valor es de unos 1000 pF en

receptores de frecuencias medias, y del orden de varios cientos de pF en receptores de HF y VHF. Los capacitores C2 y CS se ajustan durante el proceso de calibración del receptor.

Figura 17:

Circuito de “alineación” del oscilador local.

A continuación analizaremos el efecto de estos dos capacitores en el funcionamiento del OL en los dos casos extremos: cuando COL=COL MIN y cuando COL=COLMAX.

1°. Cuando COL=COLMIN:

��= ����##119868;�  + �2

∴  ��> ����##119868;�

La capacidad total del circuito OL vale:

��. ��

��=

+ ��

Puesto que CSes mucho mayor que CD, podemos despreciar CD en el denominador, y obtenemos que la

capacidad total CT del circuito de la figura 17 es:

��≅ ��> ����##119868;�

De acuerdo con esta última expresión, la capacidad total del circuito OL ha aumentado, lo cual hará que la

frecuencia fOL MAX disminuya. En consecuencia, el punto E de la curva EF deberá desplazarse hacia abajo. Ajustando adecuadamente los capacitores C2 y CS se logra que el punto E coincida con el punto C.

2°. Cuando COL=COL MAX:

��≅ �����##119883;

. . . Y la capacidad total del circuito OL vale ahora:

�����##119883;. ��

��=

+ ��

Figura 18:

Curva de sintonía requerida del oscilador local (CD en trazo negro). Curva de sintonía real del oscilador local corregida por el agregado de capacitores (EF en trazo rojo).

Este nuevo valor de CT  es considerablemente menor que COLMAXdebido a que ésta y CS  son de valores comparables. Aquí tenemos entonces una disminución de la capacidad total, que irá acompañada de un

incremento de la frecuencia fOL MIN.
Mediante el correcto ajuste del capacitor CS se podrá lograr que el punto F de la curva EFcoincida con el punto D de la curva CD.
En la figura 18 se resumen los resultados obtenidos. La curva real de sintonía (dibujada en trazo rojo) coincide (o está alineada) con la curva de sintonía deseada en tres puntos (C, O y D)
, mientras que en el resto de los puntos sólo se aproxima a aquella curva. A partir del gráfico de la figura 18 podremos trazar otro gráfico que representa el “error de seguimiento” (o “tracking”) en función de la frecuencia. El error de seguimiento, que es la diferencia entre la frecuencia real y la frecuencia requerida, se puede escribir en la forma:

∆� = (�� + ��##119868; ) − ���                                                            Expr. 13

. . . Y está representado en función de la frecuencia en la figura 19.

Figura 19:

Curva del error de seguimiento en función de la frecuencia.

Cuando el operador sintoniza el receptor intenta obtener la máxima amplitud de salida, que se logra cuando el amplificador de FI está sintonizado a resonancia. La frecuencia intermedia de salida del mezclador poseerá su correcto valor sólo en el caso en que el error de seguimiento sea corregido mediante la modificación de la frecuencia del OL. Sin embargo, el mecanismo de sintonía en tándem desintonizará los circuitos de RF en una cantidad igual al error de seguimiento. Los límites del error de seguimiento pueden ser determinados a partir del diagrama de la figura 20. Supongamos que el espectro de frecuencias de la señal recibida, limitada por el ancho de banda del receptor, es desplazada desde la frecuencia de resonancia de los circuitos de RF en una cantidad igual al máximo error de seguimiento ΔfMAX.
Puesto que el circuito de entrada de antena y el amplificador de RF poseen una banda relativamente ancha, el error de seguimiento afectará a la operación del receptor sólo en forma poco notable. Sin embargo, si las bandas laterales de la señal recibida caen fuera del ancho de banda del receptor, su sensibilidad y su selectividad se verán degradadas, y se incrementará notablemente la distorsión de frecuencia. Así, el límite del error de seguimiento quedará decidido por la curva de resonancia combinada del circuito de entrada de antena y del amplificador de RF (véase la figura 20).

Figura 20:

Determinación de los límites del error de Seguimiento a partir de la curva de resonancia del circuito de entrada de antena y del amplificador de radio-frecuencia.

En receptores de frecuencias medias, la curva de resonancia fija un límite del error de seguimiento del orden de varios KHz, mientras que en los receptores de VHF este límite puede alcanzar las decenas de KHz. De acuerdo con la figura 20, y considerando que ΔfR es la mitad del ancho de banda del receptor, el límite aceptable del error de seguimiento puede expresarse como:

∆���##119883; + ∆�� ∆�                                           Expr. 14

6.3.3.- DOBLE CONVERSIÓN EN FRECUENCIA FIJA

El circuito de la figura 21 es el “bloque” de entrada (o “front-end”) de un receptor de señales de alrededor de 432 MHz, de frecuencia fija, que funciona en base a un proceso de doble conversión.

Figura 21:

Circuitoconversor para señales de 432 MHz. Se muestra un proceso de doble conversión a partir de un único oscilador local a cristal (ver texto).

En lugar de disponer de dos osciladores locales, este circuito posee un único oscilador a cristal del cual se obtienen las dos frecuencias necesarias para efectuar las dos conversiones escalonadas. Para ello el oscilador emplea un cristal de 71,33 MHz de 5° sobre-tono, y su circuito está implementado de tal manera que permite, por un lado, obtener la quinta armónica de esa frecuencia (5×71,33 MHz = 356,65 MHz) en el

circuito sintonizado de colector del transistor oscilador, y por otro obtener una señal de 71,33 M3Hz mediante el circuito sintonizado de L8 que se encuentra en el emisor de dicho transistor.

La etapa amplificadora de RF, configurada en emisor común, recibe la señal proveniente de la

antena a través de un circuito doble sintonizado que contiene a los inductores L1 y L2.
La finalidad del circuito doble sintonizado a la entrada es rechazar fuertemente toda frecuencia distinta de la deseada. La salida del amplificador de RF por colector es de sintonía simple en 432 MHz.

La primera mezcla de frecuencias se produce en el segundo transistor, que también está configurado como emisor común. A la base del transistor mezclador convergen la señal de salida del amplificador de RF (432 MHz) y la quinta armónica (5° sobre-tono) de la frecuencia fundamental del cristal. Esta última se transfiere a través de un filtro pasa-banda, conformado por el secundario L4 y los capacitores de 2,2 pF y 4,7 pF, con el fin de reducir el ingreso de armónicas indeseadas. La salida del primer mezclador es de sintonía simple, que se ajusta a 76,33 MHz mediante el inductor L6.

La segunda mezcla de frecuencias se efectúa en el FET. Por su compuerta ingresa la señal de

76,33 MHz, mientras que por su fuente ingresa la señal de 71,33 MHz proveniente de la salida sintonizada de emisor del oscilador a cristal. El drenaje del FET contiene un circuito resonante que, mediante el inductor ajustable L7 se sintoniza a la frecuencia diferencia que es de 5 MHz.

Con la señal resultante de 5 MHz se puede adoptar una de las siguientes actitudes:

• Que ingrese a un amplificador de FI multietapa sintonizado en 5 MHz y luego al demodulador.
• Que ingrese a un amplificador de FI monoetapa sintonizado en 5 MHz, luego a un conversor de 455 KHz compuesto del correspondiente mezclador y oscilador local de 5,455 MHz, luego a un amplificador de FI de 455 KHz, y finalmente al demodulador.

Las carácterísticas constructivas de los inductores del circuito de la figura 21 son las siguientes:

L1 = 4 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, 14 mm de longitud, sobre horma de 4,75 mm de diámetro, con derivación a 0,5 espira contando desde el borne de “tierra”.

L2 = 4 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, de 14 mm de longitud, sobre horma de 4,75 mm de diámetro.

L3 = 2 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, de 5 mm de longitud, sobre horma de 6,35 mm de diámetro.

L4 = 5 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, de 8,5 mm de longitud, sobre horma de 4,75 mm de diámetro.

L5 = 7 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, de 10,5 mm de longitud, sobre horma de 4,75 mm de diámetro.

L6 = 7,5 espiras, alambre de cobre esmaltado, calibre SWG #30, a espiras juntas, sobre horma de 4,75 mm de diámetro, con núcleo para VHF de 6 mm de longitud.

L7 = 35 espiras, alambre de cobre esmaltado, calibre SWG #36, a espiras juntas, sobre horma de 4,75 mm de diámetro, con núcleo F14 de 10 mm de longitud.

L8 = 9 espiras, alambre de cobre estañado, calibre SWG #20, de 12 mm de longitud, sobre horma de 4,75 mm de diámetro, con derivación a 3,25 espiras contando desde el borne de “tierra”.

El circuito que se presenta en la figura 22 es otro ejemplo de “front-end” de un receptor de doble conversión. La principal diferencia de este conversor respecto del de la figura 21 es que ha sido diseñado en base a transistores FET y MOSFET. La primera etapa, o amplificador de RF, consiste de dos transistores FET del tipo 2N5245 en configuración “cascode”. La carga de este amplificador es un circuito doble sintonizado, que reduce notablemente la interferencia provocada por señales “fuera de banda”.

Un oscilador a cristal (no mostrado en la figura) genera una señal fundamental que puede variar entre los 35 y los 35,5 MHz. A continuación de éste, un amplificador saturado produce a su salida una señal rectangular de igual frecuencia. Mediante un filtro adecuado se rescata su tercera armónica que luego se hace ingresar a un amplificador sintonizado en una frecuencia comprendida entre 105 y 106,5 MHz.

La señal de entrada y la tercera armónica del oscilador se mezclan en el primer MOSFET BF981, que en su drenaje posee como carga un circuito doble sintonizado. Así, en su salida se obtendrá la señal de primera FI que podrá variar entre 40 y 38,5 MHz. Esta última ingresa al segundo MOSFET BF981 junto con la señal fundamental del oscilador, dando a su salida la segunda FI que podrá variar entre los 3 y los 5 MHz. Finalmente, esta señal pasará a través de la etapa separadora del FET MPF102 (configuración “drenaje común” o “seguidor por fuente”) hacia el resto del receptor.

Como podemos ver en este ejemplo, se ha utilizado un valor de frecuencia de primera FI relativamente elevado. Esto reduce la posibilidad de la aparición de señales “fuera de banda” a partir de la introducción de interferencia de frecuencia imagen, cosa que habitualmente ocurre cuando se usa una frecuencia de FI relativamente baja.

Figura 22:

6.4.-
AMPLIFICADOR DE FRECUENCIA INTERMEDIA

En este sub-apartado nos referiremos particularmente a los amplificadores de RF empleados en la implementación de los amplificadores de FI, habida cuenta de que son ellos los que aportan la  selectividad y la ganancia de los receptores de comunicaciones.

Los amplificadores de RF pueden ser de dos tipos, a saber: del tipo “sintonizado”, o del tipo “pasa- banda”. Cualquiera sea el caso, la configuración circuital depende de la frecuencia o rango de frecuencias de trabajo. En este sentido, en los amplificadores de LF, MF y HF es usual el empleo de la configuración de “emisor común”, mientras que para las bandas de VHF y UHF suele emplearse la configuración de “base común”, o de “compuerta común” si se trata de transistores FET.

La configuración de “emisor común” se caracteriza por poseer una impedancia de entrada media a baja (del orden del Kilo-ohm), y la configuración de “base común” posee una impedancia de entrada muy baja (del orden de unas decenas de ohm). Esto significa que la impedancia de entrada del transistor producirá un considerable “efecto de carga” sobre el circuito sintonizado de la etapa amplificadora anterior. Como consecuencia, se producirá una marcada disminución de la ganancia y de la selectividad de dicha etapa. Otra carácterística que afecta al funcionamiento de un amplificador de RF transistorizado es su impedancia de salida, que no es muy elevada, o al menos no tan elevada como lo es la impedancia de salida de los amplificadores a válvula empleados durante mucho tiempo antes del descubrimiento del transistor. Por estas razones, en los amplificadores de RF transistorizados multi-etapa se emplea el acoplamiento mediante un inductor con derivación, o mediante un transformador con derivación.

6.4.1.-
AMPLIFICADOR ACOPLADO MEDIANTE INDUCTOR CON DERIVACIÓN

Figura 23

Amplificadorsintonizado con acoplamiento a inductor con derivación. A la derecha, detalle de las derivaciones del inductor.

El circuito de la figura 23 es un ejemplo de “acoplamiento a inductor con derivación” entre dos etapas amplificadoras. Una fracción de la tensión de RF desarrollada en el inductor L es inyectada a la base del transistor Q2 a través del capacitor de acoplamiento CC.
Por otra parte, en las etapas configuradas en “emisor común”, los resistores de emisor RE proveen la realimentación negativa de continua que asegura la estabilidad del punto de trabajo (o de reposo) de los transistores frente a las posibles variaciones de la ganancia de corriente β de un transistor a otro. La estabilidad del punto de trabajo se logra siempre que se cumpla la relación conocida:

�   ≥ 10.  ��

�                ��##119868;�

. . . Donde RB equivale al paralelo entre las resistencias R1 y R2.

6.4.1.1.- OSCILACIONES PARÁSITAS

Expr. 15

En los amplificadores multietapa de RF (y también en los de audio-frecuencia) suelen producirse oscilaciones parásitas debidas a una realimentación positiva no deseada que se genera a través de la

resistencia de salida (o resistencia interna) de la fuente que alimenta a todas las etapas. Para analizar este fenómeno, consideremos el caso muy común en que el amplificador está compuesto por tres etapas, tal como el que se observa en la figura 24.

Figura 24:

Generaciónde oscilaciones parásitas en un amplificador multietapa.

Para comenzar, supondremos que la tensión de entrada VINcrece en sentido positivo. Teniendo en cuenta que cada una de las etapas configurada en “emisor común” hace que su tensión de salida esté 180° fuera de fase respecto de su tensión de entrada, los sentidos instantáneos de las componentes de alterna de las corrientes de colector serán como los indicados en la figura 24. Las corrientes i1e i3circulan en el mismo sentido a través de la resistencia interna RTH de la fuente de alimentación, pero la corriente i2lo hace en sentido opuesto a aquéllas. Considerando la ganancia de cada una de las etapas, es posible admitir que:

�1+ �3> �2

Al mismo tiempo, la polaridad de la caída de tensión Vien la resistencia interna de la fuente estará en

correspondencia con el sentido de la corriente total . . .

��= �1+ �3− �2

Así, resulta que la caída de tensión Vi en RTH posee la misma polaridad que la tensión en la impedancia de

carga de colector del transistor Q1 y ambas tensiones se suman. Como consecuencia, la tensión de entrada a la base de Q2 aumenta, lo que significa que se produce una realimentación positiva. El resultado final es que el amplificador entra en estado de oscilación.

Para evitar esta auto-oscilaciónse deben emplear filtros de desacople pasa-bajos, del tipo “L” o “π”, tal como el que se observa en la figura 23, conformado por los capacitores CF y el resistor RF.
Con esta implementación, aplicada a cada una de las etapas, el punto “O” del inductor queda corto-circuitado a tierra, desde el punto de vista de la componente de alterna, a través del capacitor CF (véase el recuadro de la figura 23).

Los valores del capacitor CF y del resistor RF se diseñan en función de la frecuencia de trabajo del amplificador. En los amplificadores de VHF y UHF el resistor RF se reemplaza por un inductor o “choque de radio-frecuencia” (ChRF). En el mercado comercial, la presentación de este inductor puede ser de dos tipos, dependiendo de su rango de valor de inductancia: los de valores más elevados se presentan como bobinados del tipo “panal de abeja” (o “honey comb”) sobre un pequeño núcleo de ferrita, mientras que los de valores menores tienen el aspecto de un componente encapsulado. El ChRF posee la ventaja de ofrecer una muy baja caída de tensión frente a la corriente continua de colector, pero una muy elevada caída de tensión frente a la componente de corriente de RF.

6.4.1.2.-

ANÁLISIS DEL AMPLIFICADOR ACOPLADO

MEDIANTE INDUCTOR CON DERIVACIÓN

Para efectuar el análisis de este amplificador de RF emplearemos el circuito equivalente de un transistor basado en los “parámetros admitancia” representado en la figura 25(A), para el que se cumple el siguiente par de ecuaciones conocidas:

�� = �11. ��� + �12. ��

�� = �21. ��� + �22. ��

. . . Donde son:                                    
ib= Corriente de entrada al transistor.
iO= Corriente de salida del transistor.
vbe= Tensión de entrada al transistor.
vO= Tensión de salida del transistor.

Figura 25:

Circuito equivalente de un transistor en base a los “parámetros admitancia”.

En el circuito de la figura 25(A) se definen las siguientes admitancias:

��

�11 =

��

| ��= 0                                                             Expr. 16

�12 =      | ��� = 0             Expr. 17

��

�21 =

��

| ��= 0                                                             Expr. 18

. . . Que se conocen con el nombre de:

�22 =     | ��� = 0                                                             Expr. 19

Y11= Admitancia de entrada con la salida en corto-circuito.

Y12= Transadmitancia de entrada a salida con la entrada en corto-circuito.
Y21= Transadmitancia de salida a entrada con la salida en corto-circuito.
Y22= Admitancia de salida con la entrada en corto-circuito.

Cada una de las admitancias está conformada por una conductancia g y una susceptancia capacitiva ωC, tal como indica la figura 25(B). De ellas, destacaremos particularmente la admitancia Y21por ser el parámetro que nos dice cuántos mili-Amper se obtienen a la salida por cada mili-Volt de tensión que se inyecta a la entrada del transistor. La admitancia Y21se conoce también con el nombre de “admitancia mutua”, o “gm”, y responde a la forma general de un circuito pasa-bajos, que es:

���

�⃗⃗⃗⃗�⃗  =

1 + �. �

��

Expr. 20

. . . Donde se definen:  
gmo = Admitancia mutua en baja frecuencia.

f = Frecuencia de trabajo.

fC = Frecuencia de corte, para la cual el valor del módulo de |gm|= gmo–
3 dB.

Por otro lado, despreciaremos, en principio, el efecto de la admitancia de realimentación Y12 por ser su valor muy pequeño. En base a las consideraciones anteriores podemos dibujar el circuito de interconexión de la salida de la etapa de Q1 con la entrada de la etapa de Q2 a través del inductor con derivación de la figura 23, tal como se lo representa en la figura 26:

Figura 26:

Circuito equivalente de alterna del circuito de la figura 23.

En la figura 26, el generador gm.Vbe representa a la corriente de salida iodel transistor Q1, y g22 y C22conforman la admitancia de salida del mismo transistor. Luego, g11y C11constituyen la admitancia de entrada del transistor Q2.
Por último, gLC representa la conductancia de pérdidas del “tanque” LC del circuito sintonizado. Las dos derivaciones que posee el inductor L permiten definir los “parámetros de acoplamiento” del inductor, que de acuerdo con el cuadro de la figura 23, son:

��

��=

�� =

Expr. 21

�

��                                                                                        Expr. 22

�

Figura 27:

Simplificacióndel circuito equivalente de la figura 26.

En base a los dos parámetros dados por las expresiones 21 y 22, el circuito de la figura 26 se redujo al de la figura 27. En el circuito de dicha figura 27, la conductancia total gT está dada por:

��= �22. ��+ ���+ �11. ��                                                                                                                                                      Expr. 23

Al mismo tiempo, la capacidad total CT de este circuito responde a la expresión:

��= �22. ��+ � + �11. ��                                                                Expr. 24

En base a las expresiones 23 y 24, en la figura 28 se ha dibujado la versión final del circuito

equivalente de alterna de la etapa amplificadora:

Figura 28:

Circuito equivalente de alterna definitivo correspondiente al amplificador de la figura 23.

Lagananciade tensión en resonancia A
Vo, en su forma compleja, estará dada por la relación entre la tensión de salida VOoen resonancia y la tensión de entrada Vbecomoindicala expresión 25:

�⃗⃗⃗�⃗⃗⃗� 

�⃗⃗⃗⃗�⃗⃗⃗�⃗ =

�⃗⃗⃗�⃗⃗⃗� 

Expr. 25

De acuerdo con la figura 28, teniendo en cuenta el parámetro de acoplamiento pB, la tensión de salida en

resonancia será:

�⃗⃗⃗�⃗⃗⃗�= �⃗⃗⃗�⃗⃗�⃗⃗⃗�⃗ . ��                                                      Expr. 26

. . . Y la tensión generada entre los bornes del “tanque” LC en resonancia será:

�⃗⃗⃗�⃗⃗�⃗⃗⃗�⃗ =

��. ���. ��

��

Expr. 27

Reemplazando la expresión 27 en la 26, y luego ésta en la 25 se llega finalmente a que:

��

�⃗⃗⃗⃗�⃗⃗⃗�⃗ =

∙ ��∙ ��                                                                                                     Expr. 28

El módulo de la ganancia de tensión será entonces:

|��|

���=

∙ ��∙ ��                                                                                                   Expr. 29

. . . Donde, a partir de la expresión 20, el módulo de gmresponde a la forma:

���

|��| =    

2

√1 + ( � )

��

Expr. 30

Pero en la práctica la frecuencia de operación f está, al menos, una década por debajo de la frecuencia de

corte  fC,  razón  por  la  cual  el  denominador  de  la  expresión  30  es  muy  cercano  a  la  unidad  y,  en consecuencia, el módulo de gm coincide con el valor de gmo.
Por lo tanto, la expresión 29 se convierte en:

���

���=

∙ ��∙ ��                                                                                                Expr. 31

En la expresión 31 poseen particular importancia los parámetros de acoplamiento pB y pC puesto que ambos

son menores que la unidad (véanse las expresiones 21 y 22). Para cada uno de ellos existe un valor para el cual se obtiene la máxima ganancia del amplificador. Dado que pB está relacionado con la adaptación respecto de la base del transistor Q2 y que pC se relaciona con la adaptación respecto del colector del transistor Q1, los valores de ambos parámetros están asociados a las conductancias del circuito, como se indica en las siguientes expresiones aproximadas:

��− ���

��≅ √

2. �11

Expr. 32

��− ���

��≅ √

2. �22

Expr. 33

Por otro lado, es necesario establecer la selectividad de cada etapa. La selectividad se define en

términos del “factor de mérito efectivo”, o “factor de mérito cargado” Qef  del circuito sintonizado, y que se expresa en la forma conocida para un circuito paralelo:

�     = ��

��        ��

= ##120596;. ��

��

Expr. 34

6.4.1.3.-FACTORDE DESINTONÍA GENERALIZADO Y

FACTORDE DESINTONÍA EQUIVALENTE

A continuación analizaremos en particular el circuito LC paralelo real que funciona como carga de colector en el amplificador de la figura 23. La figura 29 muestra el circuito LC paralelo real. En paralelo con el mismo se ha conectado una impedancia de carga de carácter resistivo puro que representa a la impedancia de entrada de la etapa amplificadora siguiente (véase la figura 23).

Figura 29:

Circuito LC paralelo real cargado con una impedancia de carácter resistivo puro. A la derecha, el mismo circuito donde se han reunido en una única impedancia Z el circuito LC y la resistencia de carga.

En el circuito de la figura 29 valen los siguientes parámetros:

• Ri = Resistencia interna, o de salida, del transistor que provee la señal de entrada Vi.
  
  • RL = Resistencia de pérdidas del inductor L.
    
  • RC = Resistencia de pérdidas del capacitor C.
    
  • RO = Resistencia de carga del circuito.

La admitancia YTcorrespondiente al tanque paralelo, formado exclusivamente por las ramas inductiva y capacitiva vale:

1                     1              (��− �. ��) + (��+ �. ��)

��= �

+

+ �. �         �

=

− �. �

(� + �. �  )(�

− �. � )

�               �           �              �

�               �         �              �

��+ ��+ �(��− ��)

��= (�

+ �. �  )(�

− �. �

)                                               Expr. 35

En la expresión 35 se definen:

�               �         �              �

� = ��+ ��                                            Expr. 36

� = ��− ��                                                           Expr. 37

Asumiendo el caso práctico más típico de un circuito de elevado factor de mérito (alto Q), en la expresión 35

es posible despreciar el valor de RL frente al de XLy el valor de RC frente al de XL.
Por lo tanto, y haciendo uso de la espresión 36, la expresión 35 se puede reescribir como:

� + �. �

��= �. � . (−�. �

� + �. �

) =  � . �

�

=

� . �

�

+ �

� . �

Expr. 38

�                �               �      �             �      �             � �

Luego multiplicamos y dividimos el segundo miembro de la expresión 37 por la pulsación de resonancia ωO

tendremos:

1         ##120596;�

##120596;�       1

. . . Donde, en resonancia, se cumple la igualdad:

. ##120596;. � −

##120596;�

.                                     Expr. 39

##120596;. �

##120596;�. � = ##120596;

1

= ��                                                                                             Expr. 40

�. �

. . . Que es el valor de las reactancias inductiva y capacitiva en resonancia. Entonces, reemplazando la

expresión 40 en la expresión 39 obtenemos que:

##120596;

� = ��(

− ##120596;�

)                                                        Expr.41

##120596;�         ##120596;

Dividimos  ambos  miembros  de  la  expresión  41  por  R  y obtenemos  el  “FACTOR  DE  DESINTONÍA

GENERALIZADO a”:

�

� =      =

�

��( ##120596;

�    ##120596;�

− ##120596;�

##120596;

)                                                    Expr.42

##120596;

� = ��(

− ##120596;�

)                                                        Expr.43

##120596;�         ##120596;

En la expresión 43 ha quedado definido QO  que es el “factor de mérito en resonancia” del circuito LC en

vacío, o descargado, sin considerar la resistencia de carga RO)
. Además, en la expresión 43 queda en evidencia que cuando el circuito LC está en condición de resonancia el factor de desintonía generalizado “a” es nulo. Por otra parte, a partir de la expresión 42 podemos escribir que:

� = �. �                                 Expr. 44

. . . Y si reemplazamos la expresión 44 en la expresión 38 obtenemos que:

�

��= � . �

�

+ �

� . �

�

=

� . �

�. �

+ �

� . �

�

=

� . �

(1 + ��)

�      �             �      �           �     �

�      �           �      �

��= ��(1 + ��)                                      Expr. 45

. . . Donde GT es la “conductancia del tanque LC”.

Para el circuito de la derecha de la figura 29 la transferencia directa de tensiones es:

�   = ��

�        ��

�

. . . Donde, a su vez, Z es la impedancia del tanque LC en paralelo con la resistencia de carga RO.
La

impedancia Z queda definida por la expresión 47, en la que se ha incluido la expresión 45:

1

� =

��+ ��

1

=

��+ ��(1 + ��)

Expr. 47

Reemplazando la expresión 47 en la expresión 46 obtendremos:

1                                             1

�   = ��=

��+ ��(1 + ��)

1

=      ��+ ��(1 + ��)

1                    1

��+ ��

+ ��

(1 + ��)

��+ ��

+ ��

(1 + ��)

��

��[��+ ��(1 + ��)]

                 ��

                 ��

��=

=

��+ ��

+ ��

(1 + ��) = �

+ ��

+ ��

(1 + ��) = �

+ ��

+ ��

+ ��. ��

. . . En la que denominaremos:

Entonces, la expresión 46 queda como:

��+ ��+ �� = ��

�   = ��

�        ��

=          ��

��+ ��. ��

Expr. 48

Tal como hemos concluido oportunamente, cuando el circuito se encuentra en estado de resonancia

ocurre que a=0.
Por lo tanto, para dicha condición, la transferencia de tensiones es:

��

��

(##120596;=##120596;##119874;)

=       = ��##119874;                                                                                         Expr. 49

. . . Y si en la expresión 48 dividimos numerador y denominador por GS  y consideramos la expresión 49,

obtendremos que la transferencia de tensiones es:

Expr. 50

Enlaexpresión 50 se denomina “aEQ”al “FACTOR DE DESINTONÍA EQUIVALENTE”.
Por lo tanto, teniendo en cuenta las equivalencias anteriores tendremos que:

�      = �. ��

��             �

= �.

�

��

+ �   + �

1

= �.       

Expr. 51

�                 �          �          �

1 + ��+ ��

��

. . .Donde reemplazamos el factor de desintonía generalizado a por la expresión 43:

##120596;

���= ��(##120596;

− ##120596;�) .         1

##120596;

�                    1 + ��+ ��

��

. . . Donde se denomina “FACTOR DE MÉRITO EQUIVALENTE QEQ”al factor:

1

���= ��.

. . . Por lo que la expresión 51 se convierte en:

1 + ��+ ��

��

Expr. 52

##120596;

− ##120596;�)                                                     Expr. 53

##120596;

De la expresión 53 tomaremos el factor ω/ωOy consideraremos una cierta desviación de frecuencia Δω por

encima de la frecuencia de resonancia ωO, de tal manera que podemos escribir que:

##120596; = ##120596;� + ∆##120596;

##120596;

##120596;�

= ##120596;� + ∆##120596;

##120596;�

= 1 +

∆##120596;

##120596;�

Entonces, el contenido del paréntesis de la expresión 53 se escribirá en la forma:

##120596;

##120596;�

− ##120596;�

##120596;

= 1 +

∆##120596;

##120596;�

1

−

1 + ∆##120596;

##120596;�

2

∆##120596; 2

1 + 2 ∆##120596; + ∆##120596;   − 1

##120596;  − ##120596;�

(1 + ##120596;�)  − 1

##120596;�

##120596;�

##120596;�         ##120596;

1 + ∆##120596;

##120596;�

1 + ∆##120596;

##120596;�

2

 ##120596;

− ##120596;�  =

##120596;�

##120596;�

##120596;�        ##120596;

1 + ∆ ##120596;

##120596;�

En la práctica ocurre que los circuitos resonantes  poseen un factor de mérito elevado (Q≥10)  y las

desintonías relativas son pequeñas (Δω/ωO
Por lo tanto, la expresión anterior se puede escribir en forma aproximada:

##120596;

##120596;�

− ##120596;�

##120596;

∆##120596;

≅ 2

##120596;�

. . . Que reemplazada en la expresión 53 nos permite concluir que:

∆##120596;

. ���                                                                       Expr. 54

Si ahora retomamos la expresión 50 y dividimos ambos miembros por AVoobtenemos lo que se denomina

“CarácterÍSTICA DE RESONANCIA NORMALIZADA n(aEQ)”del circuito, y es:

##119874;

1

=

1 + �. ���

Expr. 55

. . . Cuyo módulo está dado por:

1

|�(���)| =    

2

Expr. 56

√1 + ���

. . . Y su argumento φ está dado por:

Expr. 57

En el gráfico de la figura 30 se representan el módulo de la carácterística de transferencia y la fase relativa en función del factor de desintonía equivalente correspondiente al circuito de la figura 29:

Figura 30:

Representación gráfica del módulo de la carácterística de resonancia y de la fase relativa del circuito de la figura 29.

De acuerdo con la expresión 54, en estado de resonancia (ω=ωO y Δω=0)
Resulta que:

���= 0    ∴  |�(���)| = 1

. . . Esto es, la “carácterística de resonancia” es máxima y la transferencia de tensiones AV  es igual a la

transferencia de tensiones en resonancia AVO.

Porotra parte, cuando |aEQ|=1laexpresión 56 y la figura 30 muestran dos puntos para los cuales ocurre que el módulo de la “carácterística de resonancia” vale:

1

|�(���)| =    

√2

= 0,707

Entredichos puntos queda definido el “Ancho de Banda Relativo BWR”que, expresado en términos de

aEQes BWR=2.
Si ahora reemplazamos la condición de |aEQ|=1en la expresión 54 obtenemos el “Ancho de Banda Absoluto BW” del circuito, dado por la expresión 58:

1 = 2

Δ##120596;

. ���

Expr. 58

La expresión 58 define el “Ancho de Banda BW” entre los puntos para los cuales la “carácterística de resonancia” cae al 70,7% de su máximo valor. Al mismo tiempo, a partir de la expresión 57 podemos ver que en dichos puntos la fase relativa vale (véase la figura 30):

##120593;⌋�##119864;##119876;=+1  = −45°

##120593;⌋�##119864;##119876;=−1  = +45°

En definitiva, de todas las conclusiones a las que hemos llegado a lo largo de este análisis, la más

relevante es que la fase relativa φ está relacionada con el factor de desintonía aEQ, tal como muestra la expresión 57. Si en dicha expresión reemplazamos la expresión 54 obtendremos que:

Δω

. ���]                                                   Expr. 59

6.4.1.4.-
AMPLIFICADOR MULTIETAPA SIMPLE SINTONIZADO

Un amplificador de RF monoetapa proporciona una amplificación relativamente baja, no mayor a unos pocos cientos de veces. Pero en la mayor parte de los casos de aplicación práctica es necesario que los receptores de comunicaciones posean una ganancia mucho más elevada. Por esta razón los amplificadores de FI están compuestos por varias etapas que, en general, son todas iguales entre sí.

Tal como fue expresado en el apartado 6.4.1.2, es posible, en principio, despreciar el efecto de la admitancia de realimentación Y12que relaciona el circuito de salida del transistor con su circuito de entrada. Por lo tanto, podemos considerar que las etapas del amplificador son independientes una de otra. En consecuencia, es válido pensar que la ganancia total del amplificador será igual al producto entre las ganancias de cada una de las etapas. En particular, si todas las etapas poseen la misma ganancia, a partir de la expresión 50 la ganancia de un amplificador multietapa compuesto por n etapas será:

�⃗⃗⃗⃗�⃗⃗⃗�(�##120596;) = [��(�##120596;)]� = (

Expr. 60

. . . Donde son:            
AVo= Ganancia de tensión en resonancia de una etapa.

aEQ= Factor de desintonía equivalente, descripto por la expresión 53.

La expresión compleja 60 puede escribirse en su forma exponencial:

�⃗⃗⃗⃗�⃗⃗⃗�(�##120596;) = ��##119874;

�. (         1         )

. ��.�.##120593; = ���

(##120596;). ��.�.##120593;= ���

(##120596;). ��.##120593;##119899;

Expr. 61

En la expresión 61 podemos ver marcadas diferencias con respecto a la “Carácterística de Resonancia” de

un amplificador monoetapa. En primer lugar, la “Carácterística de Fase” del amplificador multietapa formado por n etapas iguales es:

##120593;�= �. ##120593;                                   Expr. 62

En segundo lugar, la “Carácterística de Amplitud” AVT(ω)
es tal que a medida que se incrementa el número

de etapas n, su pendiente aumenta. En otras palabras, la “Carácterística de Amplitud” AVT(ω)
se hace más “aguda”. En consecuencia, con el aumento de n resulta que la “banda pasante” del amplificador, comprendida entre los puntos de -3 dB, disminuye, pero alcanza el mismo valor máximo en aEQ=0para cualquier valor de n.
A partir de la expresión 61 podemos escribir otra expresión que represente al módulo de la “Carácterística de Amplitud” del amplificador multietapa, que es:

|�(���)

���                       1

Expr. 63

��          ��##119874;

√1 + ���2

Si a la expresión 63 le asignamos el valor 0,707 (ó 3 dB por debajo del máximo), podremos hallar la relación

numérica entre el número de etapas n y el factor de desintonía equivalente aEQ.
Así, resulta que:

• Cuando n=1, la desintonía equivalente correspondiente a la banda pasante es aEQ=2.
  • Cuando n=2, la desintonía equivalente correspondiente a la banda pasante es aEQ=1,28.
  • Cuando n=3, la desintonía equivalente correspondiente a la banda pasante es aEQ=1,02. Estos valores se encuentran resumidos en el diagrama representado en la figura 31:

Figura 31:

Comparación entre la carácterística de amplitud de un amplificador monoetapa y las de amplificadores de dos y tres etapas.

Una de las pautas de diseño de un amplificador multietapa es su “ancho de banda pasante total”. Ha quedado en evidencia que el ancho de banda pasante disminuye en relación con el número de etapas. Por lo tanto, el ancho de banda de cada una de las etapas deberá ser necesariamente mayor que el ancho de banda total. Esto permite establecer que, en los puntos que definen el ancho de banda total del amplificador, el valor de aEQes bastante menor que la unidad. En este sentido, analicemos la raíz cuadrada del denominador de la expresión 63:

                    �                               �

##119899;

= (1 + �2)2= �

��(1+�##119864;##119876;)2

= �2

∙��(1+�##119864;##119876;

Expr. 64

A   2=x

��(1 + ##119909;) = ##119909; −

1 ∙ ##119909;2  +

2

1 ∙ ##119909;3  −

3

1 ∙ ##119909;4+ …        ���� |##119909;| ≤ 1.

4

De acuerdo con lo expresado en el inicio de este apartado, en la práctica ocurrirá que n>>1, por lo que

resultará que |x|.
Así, la expresión anterior podrá reducirse al primer término del segundo miembro:

��(1 + ##119909;) ≈ ##119909; = ���2

. . . Que reemplazaremos en la expresión del módulo de la ganancia (véase la expresión 61):

�

−�∙�##119864;##119876;2

Expr. 65

Recordando la expresión 54 y reordenando, tendremos que:

∆##120596;

. ���= ∆##120596;.

2. ���

##120596;�

= ∆##120596;. ##120591;                                     Expr. 66

En la expresión 66 se ha definido la constante de tiempo ##120649; (tau) del circuito (obsérvese que el  cociente

2.QEQ/ωOposee unidades de tiempo). Entonces, la carácterística de amplitud en función de la frecuencia

adopta la nueva forma:

−�∙�##119864;##119876;2

= ��. �

−�∙∆##120596;2∙##120591;2 2

Expr. 67

. . . En la que el exponente de e se puede convertir en:

�                                     �

∆##120596;2

∙ ∆##120596;2∙ ##120591;2= ∆##120596;2∙ (

2                                      2

∙ ##120591;2) =

2. ∆##120596;�2

Expr. 68

. . . Que se reemplaza en la expresión 67:

���(##120596;) = ��. �

−∆##120596;2 2.∆##120596;##119874;

2                                                                                       Expr. 69

1     1

∆##120596;�  =    ∙

√�  ##120591;

Expr. 70

La desviación ΔωO hace que cuando n>>1 la carácterística de amplitud en función de la frecuencia adopte

la forma de la distribución de la Ley de Gauss, razón por la que los circuitos lineales que poseen esta carácterística reciben el nombre de “Filtros de Gauss”. En estos filtros se define la banda pasante entre aquellos puntos en que:

. . . Y la banda pasante total será:

∆##120596;

∆##120596;�

1

2

2. ∆##120596;�  =

√�

= 0,606

1

∙

##120591;

Expr. 71

Entonces, a la hora de efectuar el diseño del amplificador se fijará el valor del ancho de banda necesario

2.ΔωO,y luego se calculará la constante de tiempo ##120649; de cada etapa mediante la expresión:

1

##120591; =   

√�

1

∙

∆##120596;�

Expr. 72

Finalmente podremos escribir la expresión aproximada definitiva de la “Carácterística de Ganancia” (en

módulo y fase) del amplificador multietapa simple sintonizado de n etapas iguales:

Expr. 73

En los límites de la banda de paso, es decir cuando aEQ, la “Carácterística de Fase” es:

2. ∆##120596;

##120593;�= �. ##120593; = −�. ��� �� (���) ≈ −�. ���= −� ∙

. . . En la que se reemplaza la expresión 66, obteniéndose por último:

##120596;�

∙ ���

Expr. 74

La expresión 74 nos permite asumir, en una primera aproximación, que la “Carácterística de Fase” es una función lineal de la desintonía Δω=ω-ωO.

A modo de ejemplo, en la figura 32 se representan la “Carácterística de Amplitud” |n(aEQ)
| y la “Carácterística de Fase” φ de un amplificador de seis etapas iguales, y se la compara con las mismas carácterísticas de un amplificador monoetapa (oportunamente presentadas en la figura 30).

En la figura 32 se observan los siguientes detalles:

• Las líneas de trazo grueso de color negro son las carácterísticas de amplitud |n(aEQ)
  | y de fase φ

que corresponden a un amplificador monoetapa (figura 30).

• La  línea  de  trazo  grueso  de  color  rojo  es  la  carácterística  de  amplitud  |n(aEQ)
  |  aproximada

correspondiente del amplificador de seis etapas idénticas, que responde a la expresión 69.

• La línea de trazo fino de color azul es la carácterística de amplitud |n(aEQ)
  | exacta correspondiente del amplificador de seis etapas idénticas, que responde a la expresión 63.
• La línea de trazo grueso de color verde es la carácterística de fase  n.φ aproximada (lineal) correspondiente al amplificador de seis etapas idénticas, que responde a la expresión 74.

Figura 32:

Comparación de las carácterísticas de transferencia entre un amplificador monoetapa y un amplificador de seis etapas iguales.

6.4.2.-

AMPLIFICADOR ACOPLADO A TRANSFORMADOR

CON DERIVACIÓN

Figura 33:

Amplificadorsintonizado acoplado mediante transformador.

En la figura 33 se muestra la interconexión de dos etapas de un amplificador sintonizado acoplado a transformador. En este circuito, sólo el bobinado primario del transformador de acoplamiento (T1, T2, etc.) está sintonizado a la frecuencia de trabajo mediante el capacitor C, por lo que se lo denomina “de simple sintonía”. A este circuito le corresponde el mismo análisis que el efectuado en el sub-apartado 6.4.1.2, con la salvedad de que, en lugar de considerar la influencia del parámetro de acoplamiento pB, se debe tener en cuenta la relación de transformación de los transformadores de acoplamiento. Al igual que en el caso analizado  en  el  sub-apartado  6.4.1.2,  el  bajo  valor  de  la  impedancia  de  entrada  de  las  etapas

transistorizadas determina la necesidad de inyectarles una amplitud de señal menor que la que produce el bobinado primario. Por esta razón, los transformadores de acoplamiento son del tipo “reductor de tensión”.

6.4.3.-
AMPLIFICADOR PASA-BANDA

En el transformador de acoplamiento de un amplificador del tipo “pasa-banda” el bobinado primario y el secundario son iguales entre sí y están sintonizados a la misma frecuencia. Nuevamente, y por las mismas razones detalladas en los sub-apartados 6.4.1 y 6.4.2, el bobinado primario posee una derivación hacia el colector del transistor precedente, y el bobinado secundario posee una derivación hacia la base del transistor siguiente (véase la figura 34).

Figura 34:

Amplificadorpasa-banda transistorizado.

1. AMPLIFICADOR DE DOBLE SINTONÍA

En buena parte de los casos prácticos los amplificadores del tipo de “sintonía simple” no son adecuados pues proveen una selectividad insuficiente debido a que las pendientes de sus curvas de resonancia (o de transferencia) son “suaves”. La solución para resolver esta limitación consiste en el empleo de amplificadores del tipo de “sintonía doble”, o “doble sintonizado”, o “pasa-banda”.

Figura 35:

Amplificadorde doble sintonía.

En la figura 35(A) se representa el circuito de un amplificador doble sintonizado genérico, como el de la figura 34, con la salvedad de que el transformador no posee derivaciones. En este circuito, la carga de colector del transistor está constituida por dos circuitos “tanque” LC acoplados inductivamente. En la figura 35(B) se muestra el circuito equivalente de los circuitos acoplados asumiendo que el secundario está a circuito abierto, y que desarrolla una tensión de salida VO.
La tensión Vies la tensión que se desarrolla entre los bornes del circuito primario.

En el circuito equivalente de la figura 35(B) se definen los siguientes parámetros:

• R1 es la resistencia de pérdida del inductor L1.
  
  • • • • XC1es la reactancia capacitiva de C1 (capacitor del circuito primario).
        • 
          XL1es la reactancia  inductiva  total del primario que  incluye a  la reactancia de acoplamiento

X12=j.ω.M provocada por el coeficiente de inductancia mutua � = ##119948;. √��. �� .

• Z2 es la impedancia compleja del secundario sin considerar la reactancia de acoplamiento X12.
  La

impedancia Z2 incluye a la reactancia inductiva XL2, a su resistencia de pérdida R2, y a la reactancia capacitiva XC2.

Parapasar del circuito equivalente de la figura 35(B) al de la figura 35(C) se ha empleado el concepto de “impedancia del secundario reflejada al primario”, de lo que resulta que la impedancia Zr equivalea:

�##119903;=

�122

�2

Expr. 75

. . . Donde, de acuerdo a lo dicho en el párrafo anterior, la impedancia Z2 es:

�2= �2+ �. �2                                                                   Expr. 76

En base a estas dos últimas expresiones, podemos escribir la que define a la impedancia de carga ZT del

transistor, que es:

(�1+ �##119903;+ �. ��1) ∙ (−�. ��1)

��=

. . . Donde reemplazamos la expresión 75:

�1+ �. (��1

− ��1

) + �##119903;

��=

(�1+

�122

�2+ �. ��1) ∙ (−�. ��1)

�122

Expr. 77

�1+ �. (��1− ��1) +  �2

Desde un punto de vista práctico es posible aceptar que la resistencia de pérdida R1del primario, y la

impedancia reflejada Zr son despreciables frente al elevado valor de la reactancia XL1.
Así, la expresión 77 se puede reescribir en la forma:

��≈

��1. ��1

�1+ �. (��1− ��1) +

�122

�2

Expr. 78

En la expresión 78 reemplazamos la expresión 76:

��1. ��1

��=

�122

�1+ �. (��1− ��1) + �2+ �. �2

��1. ��1

��=

(�

− �   )

�1(1 + �.

�1          �1

�1

) +            12

�2(1 + �.

�2)

�2

. . . Que, de acuerdo con la expresión 44, se convierte en:

��1. ��1

��=

�122

�1(1 + �. �1) + � (1 + �. � )

��=

��1. ��1. �2(1 + �. �2)

2                    2

��1. ��1. �2(1 + �. �2)

=

�1(1 + �. �1). �2(1 + �. �2) + �122

�1. �2. (1 + �. �1). (1 + �. �2) + �122

��=

��1. ��1

�1

(1 + �. �2)

∙

(1 + �. �1). (1 + �. �2) +

�122

Expr. 79

�1. �2

De acuerdo con la expresión 38, el primer factor del segundo miembro de la expresión 79 es la impedancia

del circuito LC del primario en estado de resonancia (con el secundario a circuito abierto), por lo que podemos escribir que:

��1. ��1= �

Expr. 80

�1                       1##119874;

En el denominador de la expresión 79, el significado de segundo término de su segundo factor es:

�122

�1. �2

= �12

�1

∙ �12

�2

= �12

�1

∙ �12

�2

∙ ��1�

��1�

∙ ��2�

��2�

=  �12

��1�

∙  �12

��2�

∙ ��1�

�1

∙ ��2�

�2

Expr. 81

. . . Donde los últimos cuatro factores valen, respectivamente:

�12= �

. ##120596;

. �

Expr. 82

��1�

�. ##120596;�. �1         �1                �1

�12= �

. ##120596;

. �

Expr. 83

��2�

�. ##120596;�. �2         �2                �2

��1�= �

Expr. 84

�1                   1##119874;

��2�= �

Expr. 85

�2              2##119874;

Reemplazamos las expresiones 80, 82, 83, 84 y 85 en la expresión 79 y obtenemos que:

(1 + �. �2)

��= �1##119874;∙ (1 + �. � ). (1 + �. �

) + �2. �   . �

Expr. 86

1                        2                     1##119874;

2##119874;

Entonces, la expresión 86 es la forma general de la impedancia de carga del transistor.
Pero en la

práctica el caso más común lo constituye aquél en que los circuitos primario y secundario son idénticos, como en los amplificadores de FI. En tales condiciones ocurre que:

·

L1=L2=L

·

C1=C2=C

·

R1=R2=R

·

Q1=Q2=Q

·

A1=a2=a

En base a estas igualdades, la expresión 86 se convierte en:

(1 + �. �2)

)2+ �2. �2                                                         Expr. 87

A partir de aquí estamos en condiciones de obtener una expresión de la transferencia de tensiones AVTdel

circuito transistorizado de la figura 35(A). Para ello deberemos hallar, en primer lugar, una expresión de la ganancia de tensión AV del transistor, y luego una expresión de la transferencia de tensiones AVCdel circuito sintonizado. La ganancia de tensión del transistor está dada por la forma conocida:

(1 + �. �)

��= −��. ��= −��. �1##119874;∙ (1 + �. �)2 + �2. �2                                                                                 Expr. 88

La función transferencia del circuito sintonizado es:

�

���= � ∙

. . . Que de acuerdo con la expresión 44 se convierte en:

1

�. ##120596;. �

�2

�                    1                            �. �

���= � ∙ �. ##120596;. �. �. (1 + �. �) = �. (1 + �. �)                                                                                                                        Expr. 89

El producto entre las expresiones 88 y 89 da la transferencia de tensiones AVTdel circuito transistorizado:

(1 + �. �)

�. �

���= ��. ���= −��. �1##119874;∙ (1 + �. �)2 + �2. �2∙ �. (1 + �. �)

�. �

Expr. 90

���= −��. �1##119874;.    

�. �

−�.(##120593;−##120587;)

∙ �            2

Expr. 91

√(1 − �2+ �2. �2)2+ (2. �)2

Las expresiones 90 y 91 son las formas más comunes de presentar la transferencia de tensiones compleja.

En la expresión 91, la fase φ está dada por la expresión:

Expr. 92

Elgráfico de la figura 36 representa la “Carácterística de fase φ” en función del factor de desintonía “a”

para distintos valores de k.Q.
Luego, de la expresión 91 tomamos el módulo de AVTy lo analizamos:

�. �

|���| = ��. �1##119874;.    

|���| = ��. �1##119874;.    

√(1 − �2+ �2. �2)2+ (2. �)2

�. �

√1 − �2+ �2. �2− �2+ �4− �2. �2. �2+ �2. �2− �2. �2. �2+ �4. �4+ 4. �2

�. �

|���| = ��. �1##119874;.    

√(1 + �2. �2+ �2. �2+ �4. �4) + (2. �2− 2. �2. �2. �2) + �4

Expr. 93

Figura 36:

Carácterística de fase de un amplificador con circuito de carga doble sintonizado, parametrizadas según el factor de acoplamiento k.Q.
Las curvas responden a la expresión 92.

Las expresiones 92 y 93 muestran que:

1º.  La carácterística de fase y la carácterística de amplitud de un circuito amplificador de doble sintonía dependen fundamentalmente del factor k.Q.

2º.  Cuando el circuito se encuentra en estado de resonancia (a=0)
El módulo de la transferencia de tensiones dado por la expresión 93 adopta la forma:

Expr. 94

Si en la expresión 94 asignamos un valor a la ganancia gm.Z1Oy luego hallamos la derivada de la fracción respecto de k.Q y la igualamos a cero, encontraremos que el máximo valor que puede alcanzar el factor k.Q es:

(##119948;. �)�##119912;##119935;= �

Esta condición se conoce con el nombre de “Acoplamiento Crítico u Óptimo”, y proporciona el máximo

valor de la ganancia AVT dada por la expresión 95:

Expr. 95

La expresión 95 permite concluir que:

A partir de la expresión 95 podemos escribir que:

��. �1##119874;= 2. |���|� ��##119883;

que se reemplaza en la expresión 93:

|���| = 2. |���|���##119883;.    

�. �

√(1 + �2. �2)2+ 2. �2(1 − �2. �2) + �4

. . . Y permite escribir la expresión del módulo de la “Carácterística de Resonancia” del amplificador con

circuitodoble sintonizado:

|�(�)| = |�

|���|

|            =    

2. �. �

Expr. 96

�� � ��##119883;

√(1 + �2. �2)2+ 2. �2(1 − �2. �2) + �4

Figura 37:

Curvas carácterísticasde resonancia de un amplificador con circuito de carga doble sintonizado parametrizadas según el factor de acoplamiento k.Q.
Las curvas responden a la expresión 96.

En el gráfico de la figura 37 podemos ver que para los casos en que k.Q>1las curvas adoptan la forma de “silla” (o sediforme), mostrando dos picos que se alejan de la frecuencia de resonancia a medida que el factor de acoplamiento k.Qaumenta. En particular, cuando k.Q>1se dice que el acoplamiento es “fuerte”.

Si derivamos la expresión 96 respecto de la desintonía generalizada “a” y la igualamos a cero, obtendremos los valores de “a” para los cuales la función |n(a)| alcanza sus máximos y sus mínimos:

���##119883;1  = +√�2. �2− 1                                                Expr. 97

���##119883;2  = −√�2. �2− 1                                                Expr. 98

��##119868;�=  0                                   Expr. 99

El mínimo indicado por la expresión 99 corresponde al estado de resonancia, mientras que los

máximos dados por las expresiones 97 y 98 se ubican en forma simétrica respecto de aquél y corresponden a los picos de la “silla”. Según sea el valor del factor de acoplamiento k.Q, estas dos últimas raíces podrán ser reales o imaginarias. En este sentido debemos considerar tres casos de acoplamiento posibles:

1. Cuando k.Q=1 (acoplamiento crítico) las tres raíces son nulas y la curva posee un único pico.
2. Cuando  k.Q  (sub-acoplado)  las  raíces  aMAX1y  aMAX2son  imaginarias.  La  curva  continuará presentando un solo pico, pero éste poseerá una amplitud |n(a)|.
   
3. Cuando k.Q>1 (sobre-acoplado) las dos raíces son reales y la curva presenta dos picos.

Como podemos ver en el gráfico de la figura 37, el ancho de banda aumenta a medida que se incrementa el factor de acoplamiento k.Q, y también crece la relación entre el máximo y el mínimo de la curva.

Recordemos ahora la expresión 54 que define al factor de desintonía generalizada:

� = 2 ∙

∆##120596;

##120596;�

. � = 2 ∙

##120596; − ##120596;� ∙ �

##120596;�

En base a esta última, las expresiones 97 y 98 serán:

���##119883;1  = 2 ∙

���##119883;2  = 2 ∙

##120596;1− ##120596;�

##120596;�

##120596;2 − ##120596;�

##120596;�

∙ � = +√�

∙ � = −√�

2. �2− 1

2. �2− 1

. . . De las cuales se obtienen, respectivamente, las expresiones de las pulsaciones ω1y ω2 para las que se

producen los máximos de la carácterística de resonancia:

1                1

           2      

##120596;1= ##120596;�  [1 + 2 √�

−      ]                                              Expr. 100

�2

1                1

           2      

##120596;2  = ##120596;�  [1 − 2 √�

−      ]                                              Expr. 101

�2

En la práctica se emplean circuitos acoplados del tipo doble sintonizado con acoplamiento crítico.

Esto se debe a que su carácterística de resonancia posee una forma tal que las señales cuyas frecuencias se encuentran comprendidas dentro del ancho de banda pasante del filtro se transfieren casi uniformemente. Al mismo tiempo, esta carácterística de resonancia presenta una muy fuerte atenuación frente a las señales cuyas frecuencias están por fuera de dicha banda pasante (en las bandas de atenuación).

Figura 38:

Comparación de las carácterísticas de resonancia correspondientes a un amplificador con circuito simple sintonizado (trazo negro) y un amplificador con circuito doble sintonizado con acoplamiento crítico (trazo rojo) [ver texto].

En este sentido, la figura 38 nos muestra las carácterísticas de resonancia de un circuito de sintonía simple y de un circuito de doble sintonía con acoplamiento crítico, ambos con el mismo ancho de banda pasante definido por los puntos en que |n(a)|=0,707.
La carácterística de resonancia del circuito de sintonía simple está dada por la expresión 56, en la que se reemplaza la expresión 54:

∆##120596;                     1                               1

|� (##120596; )|      =                     =    

√1 + ���         √

∆##120596;            2

Expr. 102

1 + (2 ##120596;� . ���)

Por otro lado, la carácterística de resonancia del circuito de sintonía doble está definida por la expresión 96,

sobre la que aplicaremos la condición de acoplamiento crítico (k.Q=1)
, obteniendo:

∆##120596;                                 1

|� (      )|      =    

##120596;�     ��

4                                              Expr. 103

√1 + 1 ∙ (2 ∆##120596; . �∗)

4         ##120596;�       ��

Para que el circuito doble sintonizado posea el mismo ancho de banda pasante que el circuito de sintonía

simple, en la expresión 103 se debe cumplir la siguiente condición:

∗     = √2. �

���                    ��

Luego, si asumimos que el factor de mérito equivalente vale ���= 100, las expresiones 102 y 103 se

convierten en:

∆##120596;

|� (      )|     =    

##120596;�    ��

1

∆##120596;

2                                                     Expr. 104

∆##120596;

1

∆##120596;

4                                                   Expr. 105

Las expresiones 104 y 105 se emplearon para trazar las carácterísticas de resonancia de la figura

1. Porlo demás, en la misma figura puede verse que el circuito doble sintonizado ofrece una selectividad apreciablemente mayor que el circuito de sintonía simple. En efecto, de acuerdo con las definiciones establecidas en el apartado 4.2, la expresión 1 nos permite calcular el ancho de banda relativo BWR @ -20 dB:
   Para la carácterística correspondiente al circuito doble sintonizado (DS) con k.Q=1 resulta ser:

∆�@−20 ��

���  @−20  �� (��) =

∆�@−3 ��

= 3,2

. . . Mientras que para el circuito simple sintonizado (SS) es:

∆�@−20 ��

���  @−20  �� (��) =

∆�@−3 ��

= 10

(Por razones de escala, este último valor no se ve en el gráfico de la figura 38).

Cualquiera sea el valor del factor de acoplamiento k.Q, el gráfico de la figura 37 nos permite ver que las curvas carácterísticas de resonancia de un circuito doble sintonizado son más parecidas a la curva ideal (figura 1) que la de un circuito simple sintonizado. Sin embargo, a medida que se incrementa el valor de k.Qel “valle” comprendido entre los dos picos se hace más profundo. Esto significa que la ganancia varía en forma notable dentro del ancho de banda. Por esta razón es que el factor de acoplamiento debe mantenerse en el valor crítico o, al menos, en un valor cercano a él.

Pero también es cierto que en algunos casos prácticos se emplean circuitos de doble sintonía que poseen un factor de acoplamiento superior al de acoplamiento crítico. En dichos casos, como los que hemos visto en la figura 37 cuando k.Q=2 y k.Q=3, la forma de “silla” que adopta la carácterística de resonancia se aprovecha para incrementar la amplitud de las señales de salida del amplificador correspondientes a las más altas frecuencias de modulación. Para ello se debe ubicar la totalidad del espectro de frecuencias de modulación centrado en el “valle” de la silla. De esta manera coincidirá la frecuencia de la portadora modulada con la frecuencia central ωOdel circuito, lográndose que las frecuencias de modulación extremas sufran una amplificación simétrica.

6.5.-
DETECTOR DE AMPLITUD

La detección es el proceso mediante el cual es posible extraer de una señal de RF modulada la señal representativa de la información. En el caso particular en que se transmita la voz humana, la señal de información podrá ser reproducida como sonido. Para ello en los receptores de AM se emplea un circuito denominado “Detector de Amplitud” o “Detector de Envolvente” que, tal como muestra la figura 39, está

compuesto por el diodo D, el capacitor CD y el resistor RD, y se instala a continuación de la última etapa del amplificador de FI.

Figura 39:

Circuito detector de envolvente asociado a la última etapa del amplificador de frecuencia intermedia.

El circuito detector representado en la figura 39 es un rectificador de media onda. Por lo tanto, cuando se le aplique la señal de salida de FI (digamos, 455 KHz) se obtendrá una señal de RF compuesta solamente por los semi-ciclos positivos de aquélla. En primer lugar, veamos qué ocurre en el caso en que no existe modulación, y que se representa en la figura 40:

Figura 40:

Resultado de la detección efectuada a una señal no modulada.

En estas condiciones, y suponiendo que el capacitor C
D no estuviera instalado, a través del diodo D circularía una corriente pulsante de amplitud constante que daría origen a una corriente media Imcirculando a través de la resistencia de carga RD del detector. Entonces, la tensión media de salida del detector sería equivalente al producto:

�� = ��. ��

. . . Tal como se indica en el gráfico de la figura 40. En cambio, si ahora consideramos la presencia del

capacitor CD, la tensión de salida se verá incrementada, en general, hasta un cierto valor indicado como VmC

en la misma figura.

A partir de aquí analizaremos el caso en que la señal de salida de la FI está modulada en amplitud. Nuevamente, sin la presencia del capacitor C
D, sobre el cátodo del diodo D se obtendría una señal de RF compuesta solamente por los semi-ciclos positivos de la señal de salida de la FI (véase el gráfico A de la figura 41). Pero la presencia del capacitor CD en combinación con RD da origen a una constante de tiempo

##120649;
= CD.RDque hace que, frente a la sucesión de pulsos de RF, la tensión de salida VDdel detector sea como

la que se observa en el gráfico B de la figura 41. Es decir que por el detector circula una corriente pulsante

cuya amplitud varía en forma aproximadamente igual a como lo hace la tensión aplicada al circuito. Entonces, la corriente promedio rectificada variará en forma aproximadamente igual a como lo hace la envolvente de la señal modulada, es decir, como la señal de audio que moduló a la portadora de RF. Finalmente, la tensión promedio VOpresente a la salida del circuito será como la representada en el gráfico C de la figura 41. El valor del capacitor CD debe ser tal que frente a la frecuencia de FI su reactancia resulte mucho menor que el valor de la resistencia de carga RD, mientras que frente a las frecuencias de audio su reactancia capacitiva debe ser mucho mayor que el valor de dicha resistencia. Entonces, desde el punto de vista del diseño, se deberán cumplir las siguientes pautas:

1

2##120587;. ��##119868; . ��

1

2##120587;. ��. ��

≪ ��                                                                          Expr.106

≫ ��                                                                          Expr. 107

Figura 41:

Procesode la detección de amplitud.

Si se respetan las expresiones 106 y 107, la reactancia presentada por CD frente a la RF será baja, y la tensión de RF sobre RDtambién lo será. Así, la componente de continua de la corriente rectificada y la corriente de audio-frecuencia originan una tensión pulsante sobre RD.
Esta tensión pulsante varía a lo largo del tiempo siguiendo las variaciones de la señal de audio-frecuencia, y también consiste de una componente de continua y una componente alterna de audio. La componente de continua es bloqueada luego por el capacitor CB.
Además, este capacitor debe poseer un valor de capacidad lo suficientemente elevado como para que, frente a la menor frecuencia de audio fMMIN de interés, su reactancia sea mucho menor que la resistencia de entrada Ri del amplificador de audio que se conecta a continuación del detector. Es decir que se deberá cumplir la siguiente expresión:

1

2##120587;. ���##119868;�. ��

≪ ��                                                                        Expr. 108

Por lo tanto, la tensión de audio que se desarrolle sobre Ri  diferirá levemente respecto de la tensión

existente sobre RD.

6.5.1.- CarácterÍSTICAS DEL DETECTOR DE AM

Las carácterísticas que distinguen a un detector de AM son: la ganancia de tensión, la linealidad, la distorsión de frecuencia, la resistencia de entrada, y el filtrado de RF.

6.5.1.1.-
GANANCIA DE TENSIÓN DEL DETECTOR DE AM

La ganancia de tensión AD de un detector de AM se define mediante la siguiente relación:

��

. . . Donde valen:          
VO= Amplitud de la señal de audio presente a la salida del detector.

VP= Amplitud de la señal portadora aplicada al circuito detector.

m = Índice de modulación.

Expr. 109

6.5.1.2.-LINEALIDAD DEL DETECTOR DE AM

En un detector de AM se puede producir la distorsión no lineal de la señal de salida debido a que los valores del capacitor CD y del resistor RD fueron mal calculados, así como también debido a que la impedancia de entrada Ri del amplificador de audio no es la adecuada. La distorsión no lineal debida a los valores erróneos de CD y RD ocurre exclusivamente cuando el detector debe demodular señales de audio cuyas frecuencias son cercanas a la máxima frecuencia fMMAXde la señal modulante. Si la constante de

tiempo  ##120649;  del  detector  es  comparativamente  grande,  la  curva  de  descarga  del  capacitor  CD   sobre  la

resistencia RD  continuará desarrollándose más allá del cambio de amplitud de la señal de RF modulada.

Este comportamiento se produce, precisamente, en el entorno de los valles de modulación, tal como podemos ver en el gráfico A de la figura 41. El resultado es que la curva promedio de la señal de salida sigue una ley exponencial en lugar de senoidal, como vemos en los tramos comprendidos entre los puntos 1 y 2 de los gráficos A y B de la figura 41. En definitiva, la señal de salida representada en el gráfico C de la misma figura no es senoidal. Está afectada de distorsión no lineal.

En el intervalo de tiempo comprendido entre los puntos 1 y 2 la tensión sobre el capacitor CD es mayor que la amplitud de la señal de RF porque el capacitor no tiene tiempo para descargarse. Entonces, la tensión sobre la resistencia de carga RD adopta la forma de una ley exponencial decreciente en lugar de “copiar” la forma de la envolvente de modulación.

Cuanto mayor es el índice de modulación m y cuanto más alta es la frecuencia de modulación, mayor es la distorsión no lineal. Es posible demostrar que no se producirá distorsión no lineal si los valores de CD y RD se calculan de tal manera que se cumpla que:

√1 − �2

��. ��

Expr. 110

. �

Desde el punto de vista del diseño, se asume que el índice de modulación m, medido a la máxima

frecuencia de modulación fM MAX, podrá variar entre 0,6 y 0,8. Si adoptamos, como es práctica habitual, el valor intermedio de m=0,7 resulta que la expresión anterior se convierte en:

1

��. ��

Expr. 111

Finalmente, se selecciona un valor de RD y a partir de la expresión 111 se calcula el valor de CD.
Para un

receptor de AM vale RD=50 KΩ. Si asumimos que la máxima frecuencia de la señal modulante es fM MAX

=3300 Hz, resulta que el valor del capacitor CD es de unos 1000 pF.

Por otra parte, la distorsión no lineal del detector puede ser provocada por el circuito de acoplamiento al amplificador de audio. En efecto, si consideramos la desigualdad de la expresión 108 la reactancia del capacitor de bloqueo CB será despreciable frente a la impedancia de entrada Ri del amplificador de audio, por lo que Ri quedará conectada en paralelo con RD.
Entonces, el verdadero valor de la resistencia de carga del detector será:

��. ��

��=

+ ��

Expr. 112

Si la primera etapa del amplificador de audio está configurada como “emisor común” la impedancia de

entrada Ri “vista” por el detector será relativamente baja. Así, el valor de RL resulta ser muy bajo y, como consecuencia, ocurre que se incrementa la amplitud de la componente de alterna de la corriente que circula por el diodo. Si esta amplitud llegase a ser mayor que el valor de la componente de continua de la corriente, los semi-ciclos negativos de la señal detectada resultarían recortados, por lo que dicha señal estaría afectada por la distorsión. Una de las soluciones a este problema consiste en emplear una configuración de “amplificador con resistencia de degeneración de emisor” como primera etapa del amplificador de audio, debido a que posee una elevada impedancia de entrada. La otra solución consiste en alimentar el detector a través de una derivación del bobinado secundario del transformador del amplificador de FI, tal como ha quedado representado en el circuito de la figura 39.      La  linealidad  del  detector  se  mide  mediante  el

“Factor de No Linealidad ##120632;
”(gamma) definido por la siguiente expresión (véase el sub-apartado 4.3.1):

2           2

� = √�2+ �3

�1

Expr. 113

. . . Donde valen:          
V1= Amplitud de la componente fundamental de la señal de audio.

V2= Amplitud de la segunda armónica de la señal de audio.

V3= Amplitud de la tercera armónica de la señal de audio.

En la expresión 113 sólo se consideran las amplitudes de la segunda y tercera armónica por ser éstas las que más contribuyen a la no linealidad. El resto de las armónicas posee una influencia prácticamente despreciable.

6.5.1.3.-
DISTORSIÓN DE FRECUENCIA DEL DETECTOR DE AM

La distorsión de frecuencia se mide a partir de la respuesta en frecuencia del detector. Es decir que se debe evaluar la variación de su ganancia de tensión AD en función de la frecuencia de la señal de modulación fM, asumiendo que el índice de modulación m y la amplitud de la portadora VP se mantienen constantes. Para ello es necesario efectuar un ensayo del detector que se trate particularmente y trazar una “Curva Carácterística del Detector” que represente:

��  = �(��)                               Expr. 114

6.5.1.4.-
RESISTENCIA DE ENTRADA DEL DETECTOR DE AM

La resistencia de entrada RDIN del detector se define mediante la siguiente expresión:

�        = ��

� ##119868;          ��1

. . . Donde son:  
VP = Amplitud de la señal portadora que ingresa al detector.

Expr. 115

IP1= Amplitud de la componente fundamental de la corriente que ingresa al detector.

A partir del conocimiento del valor de RD IN se debe evaluar el “efecto de carga” que el detector ejerce sobre el circuito sintonizado del amplificador de RF que lo precede. En la medida en que se incrementa la resistencia de entrada RDIN se reduce el “efecto de carga” producido por el detector.

6.5.1.5.-
FILTRADO DE RADIO-FRECUENCIA DEL DETECTOR DE AM

El filtrado de RF del detector se mide en base a la siguiente relación (véase la figura 41):

��##119868;����  ���

���=

�����

Expr. 116

. . . Donde son:            
VRIPPLEPAP = Tensión de ripple pico a pico presente a la salida del detector.

VPPAP = Tensión de portadora pico a pico presente a la entrada del detector.

La tensión de ripple residual, que acompaña a la señal de audio a la salida del detector, se introduce en el amplificador de audio y deteriora la estabilidad del receptor. Por lo tanto, cuanto mejor sea el filtrado de RF menor será la amplitud del ripple presente a la salida del detector y a la entrada del amplificador de audio.

6.6.-
CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA

Supongamos el caso de un receptor fijo que, a lo largo del día, debe sintonizar diversas estaciones emisoras. Desde el punto de vista del receptor, las carácterísticas de cada una de estas estaciones serán la potencia transmitida y la distancia que la separa de aquél. Es decir que, en general, cada vez que el operador modifique la frecuencia de sintonía del receptor percibirá un incremento o una disminución del volumen del audio de salida.

Al mismo tiempo, podemos asumir el caso de un receptor de comunicaciones instalado en un automóvil, un camión, etc. A medida que el móvil se aleje de la estación emisora sintonizada o se acerque a ella ocurrirá que el volumen de audio irá en progresiva disminución o en progresivo aumento.

Si ocurriera cualquiera de las dos circunstancias descriptas, el operador del receptor se vería obligado a corregir manualmente el nivel de volumen del mismo. Es por esto que, invariablemente, los receptores de broadcasting, fijos o portátiles, y los receptores de comunicaciones, fijos o móviles, cuentan con un circuito denominado “Control Automático de Ganancia”, o “CAG”, que permite obtener una señal de salida de audio constante sin importar las variaciones de amplitud de la señal de entrada.

De acuerdo con el diagrama funcional genérico de la figura 7, el CAG es un circuito destinado a producir una señal de realimentación hacia las secciones amplificadoras de RF del receptor, es decir, hacia el pre-amplificador de RF (en el caso de que éste exista) y hacia el amplificador de FI. En este sentido, la señal de realimentación, o señal de control, se puede generar de dos maneras, que son:

Control por detección del nivel de audio.

Control por detección del nivel de FI.

1. El control por detección del nivel de audio consiste en tomar una muestra de la señal de salida del demodulador y, a partir de ella generar un nivel de continua que se inyectará en una entrada de control de los amplificadores de RF.
2. El control por detección del nivel de FI consiste en tomar una muestra de la señal de salida de la última etapa amplificadora de FI y, a partir de ella generar un nivel de continua que se inyectará en una entrada de control que poseen los amplificadores de RF.

Cualquiera sea el método empleado, cuando el CAG encuentra que la amplitud de la señal detectada es inferior a un cierto nivel prefijado, hace que los amplificadores aumenten su ganancia. Por el contrario, si la señal detectada excede un cierto valor máximo preestablecido, el CAG obliga a los amplificadores a que reduzcan su ganancia. En la práctica suele preferirse el “Control por Detección del Nivel de FI”.

En la figura 42 se muestra, en forma esquemática, el principio de funcionamiento de un CAG. En el mismo, el amplificador de RF U1 deberá permitir que su ganancia pueda ser modificada en función de una tensión de continua (tensión de control)  que se le aplique. Desde un punto de vista ideal, la curva carácterística de la ganancia, expresada en dB, en función de la tensión de control, deberá ser lo más cercana posible a una línea de pendiente constante.

Figura 42:

Diagrama esquemático de un Control Automático de Ganancia por detección del nivel de la señal de FI.

A la salida del amplificador U1 se instala un detector de picos compuesto por el diodo D, el capacitor C y el resistor R.
Este detector proporciona un nivel de continua que es amplificado por U2.
La salida de este amplificador de continua se aplica a la entrada de control del amplificador de RF. El amplificador de continua puede ser del tipo inversor o no inversor, dependiendo de la naturaleza de la tensión de control deseada. En el caso planteado, la elección se hace de tal modo que un incremento de la tensión sobre el capacitor C provoque una disminución de la ganancia del amplificador controlado.

Los gráficos de la figura 43 muestran las señales correspondientes al diagrama de la figura 42. Asumiendo que la impedancia de entrada del amplificador U2 es mucho más grande que la resistencia R, la

constante de tiempo ##120649; = �. ##119914; debe calcularse  de  tal  manera  que  un  único  pulso  de  RF  no  cargue

totalmente al capacitor C.
Así se logrará que la tensión en el capacitor varíe en la misma forma en que lo

hace la amplitud de la señal de RF de entrada.

Por otro lado, aún cuando las señales que ingresan al amplificador de FI puedan ser de amplitud constante, la salida resultante del filtro no deberá alcanzar una amplitud estable en forma inmediata. Esto se debe a que todo filtro se caracteriza por un tiempo de crecimiento que está relacionado con su ancho de banda. En efecto, cuanto más angosto sea el filtro, mayor será el tiempo de crecimiento (cuanto menor es la frecuencia de corte superior mayor es la constante de tiempo). En esta condición, el lazo del CAG es capaz de responder lo suficientemente rápido como para que la ganancia se ajuste para “seguir” o “copiar” a la señal de entrada. El ancho de banda del sistema de control deberá ser grande en comparación con el ancho de banda de la información que llega a través del filtro de FI.

Figura 43:

Señales carácterísticasdel sistema de detección del CAG derivado del amplificador de FI de la figura 42.

Como detalle adicional, en el diagrama de la figura 42 puede verse que, en el caso en que el operador del receptor lo considere necesario, el CAG puede ser desconectado y ejercer el control manual de la ganancia del amplificador de FI. Esto se logra mediante el accionamiento de la llave de dos vías K1 y K2.
Al mismo tiempo que K1 se abre, K2 se cierra permitiendo, mediante el ajuste del resistor variable, el ajuste de la tensión de control a partir de una tensión fija provista por un circuito del receptor.

6.6.1.-
TIPOS DE CAG

6.6.1.1.-
CON TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNTURA

Dependiendo del tipo de transistor empleado, existen dos maneras de controlar la ganancia de un amplificador diseñado a partir de transistores bipolares de juntura (TBJ)
, que son:

CAG inverso.

CAG directo.

1. El “CAG inverso” funciona haciendo disminuir la corriente del amplificador y, por lo tanto, su ganancia. Esta técnica se podrá aplicar con casi cualquier transistor, pero tiene algunas desventajas:

• La impedancia de entrada del amplificador aumenta a medida que su corriente de colector disminuye. Esto puede ocasionar que las carácterísticas de selectividad del receptor se degraden, especialmente si el amplificador se instala a continuación de un filtro a cristal.
• Existe un problema relacionado con la capacidad de manejo de señal por parte del amplificador. En efecto, a medida que la señal recibida se hace más intensa, la ganancia del amplificador se reduce. Sin embargo, a medida que la corriente de la etapa disminuye para que disminuya la ganancia, la capacidad del amplificador para manejar una señal libre de distorsión se ve severamente afectada. Este problema puede ser resuelto mediante la aplicación de un CAG directo.

1. El “CAG directo” funciona de tal manera que cuando la corriente del amplificador aumenta, la ganancia disminuye. La ventaja que presenta el CAG directo es que el transistor funciona con la máxima corriente cuando se deben amplificar las señales más intensas. Este funcionamiento tiende a disminuir los efectos de la distorsión.

Por otra parte, deberá tenerse en cuenta que:

• No se debe emplear realimentación negativa en un amplificador construido con transistores bipolares cuando está destinado al control de ganancia. Como se sabe, uno de los efectos de la realimentación negativa es hacer que la ganancia sea relativamente independiente de las carácterísticas del transistor, y esto es precisamente lo opuesto al efecto buscado.
• La mayoría de los dispositivos empleados en amplificadores de FI muestran un aumento de su figura de ruido (NF) a medida que se disminuye su ganancia. Entonces, uno de los objetivos principales que se persigue en el diseño es asegurar que la NF no aumente tan rápidamente como se reduce la ganancia a medida que se aplica una señal de CAG.

El circuito que se ilustra en la figura 44 es un amplificador de FI de dos etapas construido en base a transistores TBJ. A este amplificador se le aplica CAG directo e inverso en forma simultánea. En efecto, cuando la tensión de CAG disminuye, extrae corriente de la base del transistor Q1, por lo que su corriente de colector también disminuye. Así, aumenta la tensión colector-emisor de Q1, por lo que se incrementa la corriente de base de Q2 y, consecuentemente, su corriente de colector. Con este amplificador se logra una ganancia total de 50 dB, y un rango de control de ganancia de 80 dB.

Figura 44:

Amplificadorde FI de dos etapas al que se le aplica CAG directo e inverso simultáneamente.

6.6.1.2.-
CON TRANSISTOR MOSFET DE DOBLE COMPUERTA AISLADA

El  transistor  MOSFET  de  Doble  Compuerta  Aislada  (DIGMOSFET)  
es  un  dispositivo  cuyas carácterísticas lo hacen más atractivo que el TBJ en muchas aplicaciones debido a que:

• Permite lograr una alta ganancia con una elevada estabilidad.
• Su NF puede llegar a ser excepcionalmente baja.
• Es posible lograr una considerable reducción de su ganancia modificando la tensión de polarización de la compuerta 2.
• Ofrece la ventaja de que su impedancia de entrada es relativamente independiente de la ganancia y de la corriente de drenaje.
• Considerando  los  bajos  valores  de  corriente  que  este  dispositivo  maneja,  sus  propiedades relacionadas con la distorsión son relativamente buenas.

Como contrapartida de las ventajas mencionadas, presenta los siguientes problemas:

• Su NF crece rápidamente con la disminución de la ganancia.
• La distorsión aumenta marcadamente cuando se aplica “CAGinverso” a la compuerta 2.

La figura 45 ilustra el circuito de un amplificador de FI que emplea un DIGMOSFET. Con este circuito se logra la máxima ganancia cuando la tensión proveniente del CAG alcanza los 4 V.

Figura 45:

Amplificadorde FI con CAG e implementado con un MOSFET de Doble Compuerta Aislada 3N140.

6.6.1.3.-
CON CIRCUITO INTEGRADO

En la actualidad, la forma más idónea de implementar un amplificador de FI se basa en el empleo de circuitos integrados diseñados a tal efecto. Uno de los más utilizados es el CA3028A, cuyo diagrama interno se muestra en la figura 46. Debido a las técnicas controladas que se aplican en la fabricación de los circuitos integrados, los transistores Q1 y Q2 son virtualmente idénticos, lo que da como resultado un excelente balance de ambas salidas. Estas técnicas permiten también que los resistores de polarización sean construidos en el mismo “chip”, simplificando el diseño y armado del amplificador.

Figura 46:

Circuitointegrado lineal CA3028A.

Por lo demás, cuando este dispositivo se emplea como amplificador diferencial (véase luego la figura 47), su impedancia de entrada resulta ser el doble de la que se obtendría de una etapa amplificadora simple. Esta carácterística es una ventaja cuando el amplificador se instala a continuación de un filtro a cristal.

La figura 47 muestra el circuito de una etapa amplificadora de FI diseñada a partir de un circuito integrado CA3028A configurado como amplificador diferencial.
En dicho circuito el transistor Q3 funciona como fuente de corriente constante, de tal manera que su corriente de colector es siempre igual a la suma de las corrientes de colector de los transistores Q1 y Q2.
Así, un incremento de la señal de entrada Vicausará el aumento de la corriente de Q1 y la consiguiente disminución de la corriente de Q2.
Es decir que ambas corrientes están en oposición de fase.

Por otra parte, el divisor de tensión resistivo conectado a la base de Q1 establece la tensión de polarización de dicho transistor. Esta misma tensión de continua es aplicada a la base de Q2 a través del filtro pasa-bajos conformado por el Choque de RF y el capacitor conectado a dicha base.

La ganancia del amplificador diferencial puede ser controlada modificando el valor de la corriente del transistor Q3.
Es decir que si, por ejemplo, se disminuye la tensión continua aplicada a la pata 7, la corriente de Q3 también disminuirá y, en consecuencia, disminuirán las corrientes de colector de Q1 y Q2.
En definitiva, la ganancia del amplificador se reducirá. Esto significa que el circuito de la figura 47 es lo que se denomina un “CAG inverso”, puesto que para lograr un incremento de la ganancia del amplificador se debe incrementar el valor de la tensión de control y viceversa. En este circuito en particular se logra la máxima ganancia cuando la tensión de control alcanza los 9 V, mientras que la mínima ganancia se obtiene con una tensión de 2 V.

Figura 47:

Circuito de una etapa de amplificador de FI empleando un integrado CA3028A configurado como amplificador diferencial.

La señal de salida VO se extrae del bobinado secundario del transformador T.
El capacitor C debe ajustarse hasta lograr la resonancia con la inductancia L del primario del transformador a la frecuencia de FI sin modulación. En esta condición se logra la máxima transferencia de tensiones.

Figura 48:

Circuito de una etapa de amplificador de FI empleando un integrado CA3028A configurado como amplificador cascode.

La figura 48 ilustra el circuito de una etapa amplificadora de FI diseñada, nuevamente, a partir de un circuito integrado CA3028A, pero esta vez configurado como amplificador cascode.
Aquí la señal de entrada se aplica a la base del transistor Q3 que funciona como “emisor común”. El transistor Q1 está configurado como “base común”. La tensión de emisor de Q1 permanece prácticamente constante debido al capacitor conectado en su base, por lo que la tensión de colector del transistor de entrada Q3 también se

mantiene constante. Esto da como resultado una mínima realimentación capacitiva en la etapa de entrada, asegurando una buena estabilidad y una excelente aislación entre la entrada y la salida.

Bajo condiciones normales de polarización, si no se aplica la tensión de control del CAG a la base de Q2, la corriente de colector de Q3 será direccionada hacia el emisor de Q1.
Pero si se inyecta una tensión de control del CAG a la base de Q2, circulará corriente por su base, y este transistor comenzará a conducir. Como resultado, una parte de la corriente de colector de Q3 se derivará hacia el transistor Q2, lo que provocará una reducción de la corriente de colector de Q1 y, consecuentemente, la disminución de la ganancia del amplificador.

6.6.2.-
EJEMPLO PRÁCTICO DE AMPLIFICADOR DE FI Y CAG

Figura 49:

El circuito de FI de un receptor de buena calidad debe caracterizarse por ser capaz de proveer una ganancia elevada, poseer una figura de ruido lo más baja posible, y responder satisfactoriamente a la tensión de CAG que se le aplique. Este es el caso del circuito de la figura 49, en el que se han empleado dos circuitos integrados CA3028A. Ambos están configurados como “amplificador diferencial”, tal como se representó en la figura 47. Cada amplificador  posee una ganancia de 70 dB cuando su salida está sintonizada a 455 KHz.

Los resistores conectados en paralelo con los bobinados primarios de los transformadores T2 y T3 han sido seleccionados para lograr una transformación de impedancias que los transformadores no pueden proveer por sí mismos. Ambos transformadores poseen 30 KΩ de impedancia primaria,  y 500 Ω de impedancia secundaria. Los resistores conectados en serie con la salida de cada amplificador cumplen con la misión de evitar oscilaciones parásitas en VHF. El amplificador de FI descripto es incondicionalmente estable.

El circuito generador de la tensión de CAG, que se extiende de derecha a izquierda en la figura 49, es del tipo “por detección del nivel de FI”, y toma una “muestra” de la señal de salida del último amplificador de 455 KHz. Ésta es amplificada por el primer FET MPF102 que, al presentar una muy elevada impedancia de entrada, no produce “efecto de carga” sobre la salida del amplificador de FI. La salida del MPF102 está directamente acoplada al TBJ 2N3906 que alimenta al detector. En la “fuente” de este MPF102 se ha incluido un resistor ajustable de 5 KΩ que permite seleccionar la ganancia del lazo del CAG.

La salida de continua del detector es inyectada a un segundo FET MPF102, configurado como “drenaje común”. La salida por “fuente” de éste último se introduce a un LM741 que posee una ganancia de 2 veces. La salida del LM741 es aplicada a la pata 7 de cada uno de los CA3028A. Así, se logra su máxima ganancia cuando la tensión del CAG es de 9 V, mientras que la mínima ganancia se obtiene con una tensión de CAG de 2 V.

La ganancia del amplificador del CAG se puede ajustar, mediante el resistor variable de 5 KΩ, entre 6 dB y 40 dB.

El tiempo de retardo de este CAG queda establecido por el resistor y el capacitor conectados a la compuerta del segundo MPF102 y es de alrededor de 1 segundo, pero puede ser modificado alterando el valor de cualquiera de estos componentes.

6.7.-
AMPLIFICADOR DE AUDIO

El amplificador de audio de un receptor debe proveer sobre el parlante señales audibles de la mejor calidad posible. Para ello se deben emplear circuitos que no introduzcan distorsión por cruce en su salida y que, además, posean una cierta capacidad de manejo de potencia. En este sentido, es muy recomendable no utilizar amplificadores de potencia integrados de 0,25 W a 2 W porque poseen una carácterística de distorsión mala, particularmente cuando se les exige una potencia cercana a la máxima.

El ejemplo que se ilustra en la figura 50 es un diseño realizado en base a componentes discretos con la finalidad de evitar, precisamente, la distorsión de la señal de audio. El par complementario de salida, conformado por los transistores Q2 y Q3, es capaz de entregar una potencia máxima de 3,5 W sobre un parlante de 8 Ω. Como amplificador excitador se ha elegido el amplificador operacional LM301 debido a su bajo nivel de ruido. En realidad, una potencia de salida máxima de 3,5 W supera con creces las necesidades habituales en un receptor de comunicaciones, pero esta disponibilidad de potencia es la que asegura que la señal de audio esté libre de distorsión cuando se ajusta un volumen de salida normal.

Figura 50:

1. RECEPTOR DE FRECUENCIA MODULADA

Debido a las necesidades de los servicios de comunicaciones, los requerimientos de sensibilidad, ancho de banda y selectividad fueron creciendo con el transcurso de los años. Sin embargo, el incremento de la sensibilidad y del ancho de banda implica la disminución de la relación “señal a ruido” (o S/N)
, razón por la que la sensibilidad real del receptor decrece. En este sentido, debemos recordar que el ruido térmico y el ancho de banda están relacionados a través de la expresión:

� = �. ##119879;. �                                       Expr. 117

. . . Donde son:            
N = Potencia de Ruido [W].

K = Constante de Boltzman ≅ 1,381 x 10-23 J/K.

T = Temperatura absoluta [K].

B = BW = Ancho de Banda [Hz = s-1].

Pero los sistemas de comunicaciones de FM no sufren esta limitación. En efecto, la carácterística distintiva más importante de los servicios de FM es que permiten la recepción de señales libres de interferencia y de ruido. Esto es así a tal punto que la relación S/N medida a la salida de un receptor de FM es más de 100 veces mayor que la que se puede obtener a la salida de un receptor de AM.

La modulación de frecuencia consiste en que la frecuencia de una señal portadora de RF es desplazada o desviada hacia una frecuencia mayor o menor a un ritmo establecido por la frecuencia de una señal de audio (señal de información o modulante), mientras que la amplitud de la portadora permanece constante. En la figura 51 se representa el proceso de modulación de frecuencia. El gráfico de la figura 51-A representa a la señal portadora sin modular (frecuencia constante); el de la figura 51-B representa una señal de audio genérica, y la figura 51-C representa a la señal de frecuencia modulada.

Figura 51:

ProcesodeModulación de Frecuencia.

En este proceso de modulación ocurre que:

• La frecuencia de la portadora aumenta durante el intervalo en que la señal modulante incrementa su valor desde el pico negativo hasta el positivo, como el comprendido entre los instantes t2 y t3, y el comprendido entre los instantes t4 y t5.
  
  • La frecuencia de la portadora disminuye durante el intervalo en que la señal modulante disminuye su valor desde el pico positivo hasta el negativo, como el comprendido entre los instantes t1 y t2, y el comprendido entre los instantes t3 y t4.
    
  • En el presente ejemplo, los picos positivos de la señal modulante correspondientes a t1 y t3 poseen la misma amplitud, por lo que la frecuencia instantánea de la señal VFM es la misma en ambos instantes y alcanza un valor máximo relativo.
  • Los picos negativos de la señal modulante correspondientes a t2 y t4 poseen la misma amplitud, por lo que la frecuencia instantánea de la señal VFM es la misma en ambos instantes y alcanza un valor mínimo relativo.
  • El pico positivo de la señal modulante correspondiente a t5 es menor que los de t1 y t3.
    Por lo tanto, en t5 la frecuencia instantánea de la señal VFMalcanza un valor máximo relativo menor que para t1 y t3.
    

Elcambio que se produce en la frecuencia de la portadora debido a la modulación se denomina “Desviación de Frecuencia”, o Δf, y está representada en el gráfico de la figura 51-D. Tal como se aprecia en la figura 51-C esta desviación de frecuencia es controlada por la amplitud de la señal modulante. Al mismo tiempo, en dicha figura es posible ver que la amplitud de la señal modulada no se modifica durante el proceso de modulación.

Una señal modulada en frecuencia por un tono simple (senoidal puro) cuya frecuencia vale fM queda descripta por la expresión ya conocida:

���= ���. ��� [(##120596;�. �) + �. ��� (##120596;�. �)]                                                              Expr. 118

. . . Donde son:            
ωP= 2π.FP.T = Pulsación o velocidad angular de la señal portadora.

fP = Frecuencia de la señal portadora.

ωM = 2π.FM.T = Pulsación o velocidad angular de la señal modulante.

fM = Frecuencia de la señal modulante.

β = ΔfMAX / fM= Desviación relativa de frecuencia, o índice de modulación.

Como se ve, en el caso de FM el índice de modulación β se define como la relación entre la máxima desviación de frecuencia y la frecuencia de la señal modulante, y el ancho del canal de FM depende del valor de este índice. Cuando β el canal de FM contendrá a la frecuencia fP y dos frecuencias laterales ubicadas en fP ± fM.
A medida que β aumenta, se agregan más frecuencias laterales al canal, por lo que éste se ensancha.

Desde un punto de vista práctico, se debe considerar que cuando β>1 el ancho del canal de FM está definido, principalmente, por la desviación de frecuencia máxima ΔfMAXy es igual a 2.ΔfMAX.

En el caso particular de la radio-difusión comercial de FM, la máxima desviación de frecuencia

ΔfMAX, que corresponde a la amplitud pico de la señal modulante, es de 75 KHz, lo cual implica que el ancho de banda ocupado por la estación emisora es de 150 KHz (véase luego el sub-apartado 7.2.1). Puesto que cada estación está ubicada cada 250 KHz, queda claro que los sistemas de FM comercial deben emplearse en la banda de VHF. Compáresé este ancho de banda con los 8 KHz ocupados por una estación de radio- difusión comercial de AM, y con los 4 KHz ocupados por una emisora de BLU.

7.1.-
RUIDO EN FRECUENCIA MODULADA

Los receptores de FM son inmunes a la interferencia principalmente porque la amplitud de la señal portadora permanece constante (no es modificada por la modulación). En base a esto, compararemos la relación S/N a la entrada de un receptor de FM y de un receptor de AM. Para ello supondremos que la amplitud de la señal de FM es igual a la amplitud pico de la señal de AM, y que el nivel de interferencia es el mismo para ambas señales. La figura 52 representa a las señales descriptas.

Como se ve en la figura 52-A, en el caso de la señal de AM la relación S/N está cambiando continuamente. Para las mayores amplitudes, la señal es mucho mayor que el ruido, por lo que éste apenas afecta a la recepción de la información. Pero cuando la señal de AM alcanza sus menores amplitudes (en los valles de modulación) los niveles de señal y de ruido pueden llegar a ser iguales, por lo que se imposibilita la recepción. Por lo tanto, para la recepción de AM es necesario que la amplitud mínima de la señal modulada sea varias veces superior al nivel de ruido.

Figura 52:

Comparación entre la señal y el ruido en los sistemas de AM y de FM.

Por el contrario, la figura 52-B muestra que en el caso de FM la relación S/N permanece constante e igual al que se obtiene en el caso de AM cuando la señal alcanza su valor máximo.

El hecho de que la recepción de FM esté prácticamente libre de ruido se debe al refinamiento de la circuitería de los receptores. En cualquier caso, tanto el ruido externo como el interno producen variaciones en la amplitud de la señal en correlación con la señal de ruido. En otras palabras, el ruido produce una modulación de amplitud indeseada. En los receptores de FM el ruido es mantenido en un nivel mínimo gracias a un proceso denominado “limitación de amplitud”, el cual es llevado a cabo por los circuitos “limitadores”, que serán analizados luego en el apartado 7.3.1.

Losmétodos de limitación de amplitud empleados en los receptores de FM son tan efectivos que eliminan toda variación de amplitud de la señal sin distorsionar la señal de información contenida en la modulación.

7.2.-
APLICACIONES DE LA MODULACIÓN DE FRECUENCIA

Los sistemas de FM son ampliamente empleados en los servicios de radio-difusión comercial (broadcasting), en televisión y en comunicaciones privadas por micro-ondas. En todos los casos los equipos transmisores y receptores empleados poseen carácterísticas comunes, pero difirieren fundamentalmente en el rango de frecuencias de operación y en las carácterísticas de la generación de la señal de información. Por tratarse del caso que reviste mayor complejidad, trataremos en primer término el caso de la radiodifusión comercial.

7.2.1.-
RADIODIFUSIÓN COMERCIAL

El servicio de radiodifusión comercial (broadcasting) de Frecuencia Modulada ocupa la parte de la banda de VHF comprendida entre los 88 MHz y los 108 MHz. A partir de la creación de este servicio hubo un período de evolución, y desde 1961 quedaron establecidas en forma definitiva las carácterísticas que lo distinguen del viejo servicio de Amplitud Modulada, que son las siguientes:

Alta Fidelidad.

Estereofonía.

Compatibilidad.

ALTAFIDELIDAD:

ESTEREOFONÍA:

Esto significa que se deberán transmitir dos  canales de audio independientes, denominados “izquierdo” y “derecho”, razón por la cual se deberá contar con algo más de 30 KHz de ancho de banda para transmitir y recibir ambos canales simultáneamente.

COMPATIBILIDAD:

Esta importante carácterística significa que la señal transmitida pueda ser recibida íntegramente tanto por receptores estereofónicos como monofónicos. La carácterística de compatibilidad está fundamentada en razones de carácter social, en el sentido de que ningún usuario del servicio quede excluido del mismo.

7.2.2.-
BANDA BASE

Para lograr que las tres carácterísticas mencionadas en el apartado anterior se cumplan simultáneamente se ha propuesto que las señales de información estén contenidas en un “paquete”, tal como el que se representa en el diagrama de la figura 53 y que recibe el nombre de “Banda Base”.

Figura 53:

Bandabasetransmitida en frecuencia modulada estereofónica compatible.

En el extremo derecho de la figura 1 se observa un canal de información denominado “SCA”, que es la sigla en inglés de “Autorización de Comunicaciones Subsidiarias”. Dicho canal se emplea para la emisión de música funcional para usuarios privados, tales como consultorios médicos, restaurantes, oficinas, etc., los cuales deben estar equipados con receptores específicos. Este tema no será tratado en el presente artículo.

7.2.3.-
GENERACIÓN DE LA BANDA BASE Y TRANSMISIÓN

En el diagrama funcional representado en la figura 54 se observan los caminos seguidos por las señales de audio de los canales Izquierdo [I] y Derecho [D] provenientes de sus correspondientes amplificadores. En primer lugar, ambas señales se suman obteniéndose la señal compuesta I+D que ocupa un ancho de banda comprendido entre los 50 Hz y los 15 KHz (véase la figura 53). En segundo término, y mediante el uso de un inversor de fase, se obtiene la señal –Dque luego se suma a la señal I, obteniéndose la señal compuesta I-D, que también ocupa un ancho de banda comprendido entre los 50 Hz y los 15 KHz.

Hasta aquí se han logrado dos señales compuestas, I+D e I-D, ambas ubicadas dentro del espectro audible de frecuencias (de 50 Hz a 15 KHz). Pero tal como se indica en la figura 53, la señal I-Ddebe ser desplazada en frecuencia para separarla de la señal  I+D.
Para ello es necesario que la señal I-Dmodule a una señal de mayor frecuencia. En efecto, en la figura 54 se observa que mediante un oscilador (por ejemplo, un Puente de Wien) se genera una señal senoidal de 19 KHz que recibe el nombre de “Sub- Portadora Piloto”, o SPP.
Luego, mediante un duplicador de frecuencia, ésta se convierte en una señal de 38 KHz que hará el papel de portadora.

El paso siguiente consiste en introducir la señal I-Dy la señal portadora de 38 KHz en un modulador balanceado. Como se sabe, este modulador suprimirá la portadora de 38 KHz y dejará como resultado dos bandas laterales que contengan a la señal I-D(véase la figura 54), ocupando el ancho de banda comprendido entre los 23 KHz y los 53 KHz (38 KHz–15 KHz  y 38 KHz+15 KHz respectivamente). Finalmente, en un sumador se combinan las señales I+D, I-Den Doble Banda Lateral con Portadora Suprimida (DBLPS), y la SPP de 19 KHz. La salida de este sumador es la BandaBase, tal como la que se representa en la figura 53. La señal compuesta de la Banda Base se emplea para modular en frecuencia a la portadora de muy alta frecuencia correspondiente a la emisora (cualquiera de las frecuencias asignadas que se encuentre dentro de la banda comercial de radiodifusión, entre 88 MHz y 108 MHz).

Figura 54:

Diagramafuncionaldelgenerador de Banda Base y el sistema de transmisión de FM Estéreo Compatible.

7.2.4.-
RECEPTOR ESTEREOFÓNICO DE FRECUENCIA MODULADA

En la figura 55 se representa el diagrama funcional de un receptor superheterodino de doble conversión para frecuencia modulada estereofónica.

A continuación de la antena receptora encontramos un filtro preselector de banda. Este filtro pasa- banda permite que ingresen al receptor sólo aquellas señales cuyas frecuencias se encuentren comprendidas dentro de la banda comercial de radiodifusión, entre 88 MHz y 108 MHz. Estas señales pasan al circuito sintonizador que permite al usuario seleccionar la frecuencia de portadora fP de la emisora deseada mediante el ajuste del capacitor variable CS.
Puesto que el eje de este capacitor está mecánicamente acoplado al eje del capacitor variable COL1, al mismo tiempo se ajusta el valor de la frecuencia de salida fOL1del Oscilador Local N° 1, también denominado “Oscilador de Frecuencia Variable”, u OFV.
Este oscilador está diseñado de tal manera que su frecuencia de salida fOL1siempre supera en 10,7 MHz a la frecuencia fP que se ha sintonizado, por lo que se puede escribir:

���1  = �� + 10,7 ��##119911;                                               Expr. 119

A modo de ejemplo, supongamos que el usuario del receptor sintoniza la emisora cuya frecuencia

de portadora fP  es 99,9 MHz. Entonces, la frecuencia de salida del OFV será fOL1=110,6 MHz. Cuando el usuario cambie la sintonía hacia la emisora cuya fP es 100,7 MHz, la frecuencia de salida del OFV cambiará a fOL1=111,4 MHz.

Luego, la señal de frecuencia fP sintonizada por el usuario y la señal de frecuencia fOL1que proviene del OFV se hacen ingresar al circuito Mezclador N° 1. Teniendo en cuenta que el mezclador es un circuito alineal, a la salida del mismo encontraremos infinitas señales cuyas frecuencias resultan de todas las posibles combinaciones entre la frecuencia fP y la frecuencia fOL1.
De todas estas combinaciones se selecciona, mediante un circuito sintonizado instalado a la salida del mezclador, solamente una, y es aquélla cuya frecuencia es igual a la diferencia entre la frecuencia del oscilador local fOL1 y la frecuencia fP de la portadora sintonizada. O sea:

��##119868;1 = ���1 − �� = 10,7 ��##119911;                                                      Expr. 120

La frecuencia  diferencia  de  la  señal  obtenida  a  la  salida  del  primer mezclador  se  denomina

“Primera Frecuencia Intermedia”, o fFI1.
Por lo demás, la expresión 120 nos dice que cualquiera sea la frecuencia de portadora fP sintonizada, la frecuencia de salida del primer mezclador siempre será igual a 10,7 MHz. En otras palabras, a partir de la salida del primer mezclador el receptor es  “transparente” respecto de la frecuencia de la emisora que se sintonice.

Figura 55:

Receptor Superheterodino de Doble Conversión para Frecuencia Modulada Estereofónica.

Hasta aquí hemos analizado el funcionamiento del “primer conversor de frecuencias” del receptor, que, como se vio, está compuesto por el sintonizador, el OFV y el primer mezclador. Luego, la señal de 10,7 MHz es amplificada por el “Amplificador de Frecuencia Intermedia N° 1”, o FI1, que posee una elevada ganancia y está sintonizado en 10,7 MHz.

El “segundo conversor de frecuencias” está formado por la FI1, el Oscilador Local N° 2 y el Mezclador N° 2. El Oscilador Local N° 2 es un oscilador de frecuencia fija, por lo que también se lo conoce

como OFF.
Su frecuencia de salida fOL2es ajustada en fábrica mediante el capacitor COL2.
Dicha frecuencia es 455 KHz superior a los 10,7 MHz de la señal proveniente de la FI1.
Es decir que la frecuencia del OFF es siempre:

���2  =  ��##119868;1 + 455 ��##119911; = 11,155 ��##119911;                                                                                                      Expr. 121

Entonces,  en  base  al  mismo  análisis  que  efectuamos  anteriormente,  la  señal  de  salida  del

Mezclador N° 2 será de 455 KHz puesto que allí posee un circuito tanque LC sintonizado en dicha frecuencia. Es decir que la frecuencia de salida del Mezclador N° 2 resulta de la diferencia:

���2 − ��##119868;1 = ��##119868;2 = 455 ��##119911;                                                       Expr. 122

La frecuencia diferencia de la señal obtenida a la salida del segundo mezclador se denomina

“Segunda Frecuencia Intermedia”, o fFI2.
De esta manera hemos logrado efectuar la “segunda conversión de frecuencias”. Nuevamente, y puesto que la amplitud resultante de la señal de 455 KHz es muy pequeña, es necesario amplificarla fuertemente. Esta tarea es realizada por el “Amplificador de Frecuencia Intermedia N° 2” cuyas etapas están sintonizadas a dicha frecuencia.

La señal de 455 KHz modulada en frecuencia es inyectada luego al circuito “Limitador de Amplitud”. Este paso es necesario debido a que, como se verá en el sub-apartado 7.3.1. La señal de radio-frecuencia sufre variaciones de amplitud. El Limitador de Amplitud recorta los picos positivos y negativos de la señal de

455 KHz. Como se sabe, de acuerdo con la Teoría de Fourier, una senoide con los picos recortados equivale a la suma de una señal senoidal fundamental (de 455 KHz en este caso) y una serie infinita de señales senoidales armónicas de aquélla (con frecuencias de orden superior). Por lo tanto, para quedarnos sólo con la fundamental de 455 KHz es necesario que a la salida del limitador exista un circuito tanque LC sintonizado a dicha frecuencia. En definitiva, en el paso siguiente la señal senoidal de 455 KHz modulada en frecuencia ingresa al circuito “Discriminador de Frecuencias”.

El “Discriminador de Frecuencias” (o “demodulador de FM”) cumple con la función de rescatar la señal de información, es decir, de recuperar la Banda Base tal como fue transmitida. Es un circuito específicamente diseñado para convertir las variaciones de frecuencia de la señal de 455 KHz en variaciones de amplitud (es un conversor “frecuencia a tensión”).

En la figura 56 se representa en detalle el diagrama funcional del receptor de FM estéreo de la figura 55 a partir del discriminador de frecuencias. Una vez rescatada la Banda Base, tal como se la representa en la figura 53, ingresa en un banco de filtros que se ocupa de separar en tres vías la señal I+D, la SPP de 19 KHz, y la señal I-D en DBLPS. En primer lugar, un filtro pasa-bajos separa a la señal I+D que ocupa un rango de frecuencias que llega a los 15 KHz. En segundo lugar, un filtro pasa-banda que va desde los 23 KHz hasta los 53 KHz separa a la señal I-D (DBLPS). Por último, un filtro pasa-banda muy angosto rescata a la SPP de 19 KHz.

Figura 56:

Diagramafuncionaldelsistema Decodificador de Estéreo.

La señal I+Dse encuentra naturalmente dentro del rango de las frecuencias audibles. Pero no ocurre lo mismo con la señal I-D, razón por la cual debe ser llevada a dicho rango de frecuencias. Para ello la señal I-D(DBLPS) y la SPP de 19 KHz se inyectan en un “Demodulador Balanceado”. La salida del

Demodulador Balanceado estará constituida por la señal I-D, pero ocupando el rango de frecuencias comprendido entre los 50 Hz y los 15 KHz (audible).

A partir de aquí disponemos de las señales I+De I-D, ambas dentro del rango audible, y comienza el proceso de  “decodificación  estéreo”, es decir, la  separación definitiva  de los canales Izquierdoy Derecho.
En este punto debemos observar que la obtención de la señal I-Ddentro del rango audible ha insumido mayor tiempo de procesamiento que la de la señal I+D.
Por ello es necesario retardar a la señal I+Dde tal manera que llegue al primer sumador al mismo tiempo que la señal I-D.
Luego, la señal que se obtiene a la salida del primer sumador es:

[� + �] + [� − �] = 2�                                                                                                                        Expr. 123

Después de invertir la señal I-D, a la salida del segundo sumador se obtiene:

[� + �] + [� − �] = 2�                                                   Expr. 124

Así hemos llegado a obtener las señales I y D por separado, y ambas con el doble de amplitud que

con la que ingresaron a los sumadores. Finalmente, las señales 2I y 2D ingresan a sus respectivas cadenas amplificadoras de audio.

7.2.5.-
RECEPTOR MONOFÓNICO DE FRECUENCIA MODULADA

La figura 57 representa el diagrama funcional del canal de audio de un receptor de frecuencia modulada monofónico. Éste se ha dibujado a partir del discriminador de frecuencias puesto que el resto del receptor es idéntico al representado en la figura 55.

Figura 57:

Diagramafuncionaldelsistema de audio de un receptor de FM monofónico.

Cuando la transmisión corresponde a emisoras estereofónicas, este es el sistema de audio que equipa a los receptores portátiles de bajo costo, que reproducen las señales I y D sumadas por un único canal. El mismo sistema es empleado para la recepción de emisiones monofónicas profesionales, como en los transceptores de mano (conocidos como “handies”), en los transceptores fijos (o de base), y en los transceptores de a bordo de automóviles, camiones, barcos y aviones, pero con un ancho de banda de audio de 3 KHz.

7.3.-
CIRCUITOS ESPECÍFICOS DE UN RECEPTOR DE FM

7.3.1.-
LIMITADOR DE AMPLITUD

Como cualquier otro sistema electrónico, un sistema de comunicaciones de FM no está exento de la acción del ruido.
En particular, los receptores son los más afectados por el ruido puesto que deben ser capaces de decodificar señales de entrada del orden de unos pocos micro-Volt que pueden ser enmascaradas por aquél.

El ruido de transmisión y el ruido provocado por las interferencias actúan de tal manera sobre una señal de FM que producen variaciones de amplitud no deseadas sobre la misma. Por otra parte, e independientemente del ruido, los sistemas de modulación de frecuencia prácticos se caracterizan por producir en la portadora una cierta variación de su amplitud, que recibe el nombre de “modulación de amplitud residual”. Cualquiera sea el origen del ruido que afecta a la señal de FM recibida, las variaciones de amplitud no deseadas serán demoduladas tanto como las variaciones de frecuencia, dando como resultado que la señal de información rescatada esté afectada por distorsión.

El ruido, de comportamiento absolutamente aleatorio, puede introducirse en cualquier instante en la señal de FM. En particular, la acción del ruido es más notable cuando aparece en los picos de dicha señal que cuando ésta pasa por el cruce por cero. Para eliminar o, al menos, reducir los efectos del ruido es necesario que la señal de FM que sale de la segunda FI pase por un circuito “Limitador de Amplitud”.

Este circuito, que trabaja entre los estados de corte y saturación, fija un determinado nivel de umbral por encima del cual la señal sufre un recorte, tal como muestra la figura 58. En dicha figura, pueden verse los dos umbrales simétricos respecto del cero de la señal. Al mismo tiempo, se observa que la señal de salida de la segunda FI posee picos que sobrepasan al umbral y otros que no lo hacen, razón por la cual el ruido de AM es eliminado parcialmente. Pero la finalidad del limitador de amplitud es eliminar totalmente dicho ruido. Para lograrlo se deben cumplir las siguientes condiciones:

1º.   La relación señal a ruido a la salida de la segunda FI debe ser igual o mayor que 10 dB.

2º.   La ganancia del amplificador de FI debe ser lo suficientemente elevada como para que su salida sea capaz de hacer que el limitador trabaje entre el corte y la saturación.

3º.   La señal debe estar afectada de un índice de modulación m igual o mayor que la unidad.

Figura 58:

) Señal de entrada. (b) Señal de salida.

Debe tenerse en cuenta que la tensión de salida de un demodulador de FM es proporcional al cuadrado del índice de modulación (m2)
, razón por la cual la relación S/N aumenta en 6 dB (cuatro veces) cuando el índice de modulación m se duplica.

Figura 59:

Limitador de amplitud monoetapa con salida sintonizada.

En la figura 59 se representa el circuito de un limitador de amplitud monoetapa sencillo con salida sintonizada. Este limitador requiere que la señal proveniente de la FI esté fuertemente amplificada para asegurar que el transistor trabaje entre los estados de corte y saturación en todo momento. Si esta condición se cumple, la señal de entrada al transistor variará entre 0 V y 0,7 V (impuesta por la juntura base-emisor). Así, si la impedancia de carga de colector fuese un resistor, la señal de salida del limitador sería como la que aparece dibujada en trazo rojo en la figura 60. Esta es una señal fuertemente distorsionada debido al severo recorte impuesto por el circuito. De acuerdo con la Teoría de Fourier, esta

señal está compuesta por una senoidal de igual frecuencia (denominada “fundamental”), más una serie infinita de señales senoidales con frecuencias superiores y armónicas impares de la fundamental (3.fFI2, 5.fFI2, 7.fFI2, etc.). Para recuperar solamente la señal senoidal fundamental se reemplaza el resistor por un filtro pasa-banda sintonizado en la frecuencia central fFI2 de la segunda FI. Este filtro es el circuito tanque formado por el bobinado primario del transformador T2 y el capacitor C1 de la figura 59. Mediante el adecuado ajuste de este capacitor se logra que la máxima transferencia del filtro se produzca en la frecuencia fFI2.

Figura 60:

Acción del limitador de amplitud (trazo rojo) y señal de salida del filtro pasa-banda (trazo azul).

En aquellos casos en que la amplitud de la señal de salida del segundo amplificador de FI no sea lo suficientemente elevada como para asegurar que el circuito de la figura 59 opere entre el corte y la saturación en forma permanente, será necesario emplear un limitador de amplitud multietapa como el que se muestra, a modo de ejemplo, en la figura 61. Debido a su elevada ganancia, en un circuito de este tipo la limitación de amplitud es tan severa que la señal de salida antes del filtro tiende a ser rectangular, con flancos ascendentes y descendentes verticales. Por esta razón es que se hace necesario emplear un filtro de mayor selectividad (mayor pendiente) que la que ofrece una sección simple de circuito tanque LC, como el de la figura 59. Entonces, para asegurar un muy buen filtrado de la señal rectangular, y eliminar el contenido armónico de la misma, es que se recurre al uso de un filtro cerámico o un filtro a cristal centrado en la frecuencia fFI2.
En definitiva, el resultado es una señal senoidal de alta pureza y de amplitud constante.

Figura 61:

Limitador de amplitud multietapa.

7.3.2.-
DEMODULADORES DE FM

El demodulador de FM, o discriminador de frecuencia, es el circuito encargado de rescatar la señal de información tal como fue transmitida o, en otras palabras, de convertir las variaciones de frecuencia de la señal de salida del limitador en variaciones de tensión. En otras palabras, es un “convertidor frecuencia a tensión” que se comporta de tal manera que el valor de la tensión de salida VOes directamente proporcional al valor instantáneo fi de la frecuencia de entrada. Por lo tanto, la expresión carácterística del demodulador de FM es:

��= �. ##120549;                                           Expr. 125

. . . Donde son:            
K = Función transferencia del demodulador.
[K]=V/Hz.

Δf = fi-fO

Un circuito que cumpla con la expresión 125 deberá poseer, entonces, una carácterística como la que se muestra en la figura 62:

Figura 62:

Carácterística “frecuencia a tensión” de un discriminador de frecuencia ideal.

La primera aproximación práctica a una respuesta como la representada en la figura 62 nos la ofrece un circuito sintonizado simple. Como sabemos, un circuito sintonizado posee una respuesta en frecuencia del tipo “filtro pasa-banda”, presentando un máximo de tensión cuando la frecuencia coincide con la frecuencia de resonancia fO del circuito, y dos pendientes hacia ambos lados de dicha frecuencia, tal como muestra la figura 63:

Figura 63:

Respuestaen frecuencia de un circuito sintonizado simple.

Precisamente, ambos flancos de la carácterística “tensión-frecuencia” del tanque L-C poseen una regíón aproximadamente lineal. Entonces, si la frecuencia de la portadora fP sin modulación se hace coincidir con el centro de dicha regíón en el flanco de pendiente positiva, y si la desviación de frecuencia Δf no es muy grande, la amplitud de la señal de salida VOserá aproximadamente proporcional a la frecuencia de entrada fi.

Existen varios tipos de demoduladores de FM, pues han ido evolucionando con el paso del tiempo. Todos ellos se basan en el uso de circuitos sintonizados. Desde el más antiguo a los más modernos se los conoce con los siguientes nombres:

Detector de Pendiente Simple.

1. Detector de Pendiente Balanceado.
2. Discriminador de Foster-Seeley.

Detector de Relación.

Demodulador de Lazo Enclavado en Fase, o PLL.

Detector de Cuadratura.

7.3.2.1.-
DETECTOR DE PENDIENTE SIMPLE

Figura 64:

Circuito del Detector de Pendiente Simple.

En la figura 64 se representa el circuito de un “Detector de Pendiente Simple” típico. Tal como hemos analizado en el apartado anterior (figura 63), y como se muestra luego en la figura 65, este detector tiene el inconveniente de que su carácterística “frecuencia a tensión” no es perfectamente lineal. Sólo ofrece una pequeña regíón aproximadamente lineal. Por esta razón, si la desviación Δf es muy grande ocurrirá que la señal de salida VOestará fuertemente distorsionada. A pesar de esta limitación, el análisis de este tipo de demodulador resulta de interés porque sirve como base para el estudio de otros demoduladores más elaborados.

La señal de FM proveniente del limitador de amplitud ingresa al detector a través del transformador cuyo bobinado secundario LS está en resonancia con el capacitor CS en una frecuencia fO superior a los 455 KHz. Las cosas están hechas de tal manera que la frecuencia fFI2 = 455 KHz quede ubicada en el centro de la zona más aproximadamente lineal de la carácterística “frecuencia a tensión”, tal como se muestra en la figura 65 (para mayor claridad, en esta figura se ha expandido el eje de la frecuencia con respecto al de la figura 63).

Figura 65:

a distintos valores de desviación de frecuencia.

De acuerdo con la figura 65, cuando no existe modulación la frecuencia de entrada al demodulador es fFI2 = 455 KHz y la tensión de salida del mismo es VO= 0 V. En cambio, cuando existe modulación la señal estará afectada por una desviación de frecuencia Δf por encima y por debajo de la fFI2.
Cuando la frecuencia de entrada es fFI2 + Δf la tensión de salida VOdel demodulador aumenta, mientras que cuando dicha frecuencia es fFI2 – Δf la tensión de salida VOdisminuye. En conclusión, la amplitud de la tensión de salida VOes proporcional a la desviación de frecuencia Δf y el demodulador convierte las variaciones de frecuencia en variaciones de amplitud.

Paralelamente la figura 65 muestra dos casos, para dos valores distintos de desviación de frecuencia Δf.
En el caso de la figura superior, en el que la desviación de frecuencia es mayor, se obtiene una mayor tensión de salida VO.
Cuanto mayor sea esta tensión, más se apartará de la regíón lineal de la carácterística “frecuencia a tensión”, por lo que la distorsión será más apreciable. Por otro lado,  la frecuencia de la señal resultante de la envolvente de AM será proporcional a la velocidad de variación de la frecuencia de la señal de FM.

Por último, el circuito formado por el diodo D, el capacitor C y el resistor R es un “detector de envolvente” idéntico al que se emplea en los receptores de AM.

7.3.2.2.-
DETECTOR DE PENDIENTE BALANCEADO

Tal como se analizó en el apartado anterior, y se vio en las figuras 63 y 65, el Detector de Pendiente Simple posee, en su curva de resonancia, una regíón aproximadamente lineal muy pequeña, lo cual impide que las variaciones de frecuencia sean amplias si se quiere que la señal de salida de audio esté libre de distorsión. Para solucionar este inconveniente se emplea el “Detector de Pendiente Balanceado”, que se ilustra en la figura 66, y que resulta de la uníón de dos detectores de pendiente simples alimentados con una diferencia de fase de 180° en base a un transformador que posee un bobinado secundario con punto medio.

Figura 66:

Circuito Detector de Pendiente Balanceado.

Figura 67:

Se representa el caso correspondiente a la radiodifusión comercial de FM estereofónica.

El circuito tanque formado por LS1y CS1 está sintonizado a una frecuencia f1 que es superior a la frecuencia

fFI2 en forma tal que se cumple que:

�1 = ��##119868;2 + 1,33. ##120549;                                                   Expr. 126

En el caso particular de la radiodifusión comercial de FM la máxima desviación de frecuencia vale Δf

= 75 KHz, por lo que la expresión 126 da como resultado que f1 vale:

�1= 455 ��##119911; + 1,33.75 ��##119911;

�1= 455 ��##119911; + 100 ��##119911; = 555 ��##119911;

En cambio, el circuito tanque formado por LS2y CS2  está sintonizado a una frecuencia f2  que es

inferior a la frecuencia fFI2 en forma tal que se cumple que:

�2= 455 ��##119911; − 1,33. ##120549;                                                        Expr. 127

�2= 455 ��##119911; − 1,33.75 ��##119911;

�2= 455 ��##119911; − 100 ��##119911; = 355 ��##119911;

La combinación de las respuestas de los circuitos sintonizados LS1–
CS1y LS2–
CS2 da la carácterística

“frecuencia a tensión” del conjunto, tal como se las representa en la figura 67(A). Si ahora tenemos en cuenta que cada mitad del bobinado secundario funciona con una diferencia de fase de 180° respecto del otro, podemos dibujar la misma carácterística tal como se ve en la figura 67(B), donde se representa sólo la porción útil de las curvas. Esta forma de representación se conoce como “Curva S”, y reúne las regiones aproximadamente lineales de las respuestas en frecuencia de los dos circuitos sintonizados, LS1–
CS1 y LS2–

CS2

Esta combinación da lugar a una regíón cuasi-lineal más amplia que la del detector de pendiente simple, y permite que las variaciones de frecuencia Δf sean mayores sin que la señal de salida de audio sufra distorsión apreciable (compáresé la figura 63 con la figura 67B).

7.3.2.3.-
DISCRIMINADOR DE FOSTER-SEELEY

El discriminador de Foster-Seeley representado en la figura 68, también se conoce con el nombre de “Discriminador por Desplazamiento de Fase”.
Para convertir las variaciones de frecuencia de la señal de FM recibida en variaciones de amplitud este circuito emplea un transformador doble sintonizado. Estas variaciones de amplitud son posteriormente rectificadas y filtradas para proveer una tensión de salida de corriente continua. Esta tensión varía tanto en amplitud como en polaridad a medida que la señal de entrada varía en frecuencia, tal como se representa luego en las figuras 70, 71 y 72. Cuando la frecuencia de la señal de entrada es igual a la de la portadora sin modulación la tensión de salida del discriminador es nula. Cuando la frecuencia de entrada crece por encima de la frecuencia central, la tensión de salida aumenta en sentido positivo, mientras que cuando dicha frecuencia cae por debajo de la frecuencia central, la tensión de salida aumenta en sentido negativo.

La salida del discriminador de Foster-Seeley depende no sólo de la frecuencia de entrada, sino también de la amplitud de la señal de entrada. Este último aspecto significa que el discriminador de Foster- Seeley está afectado apreciablemente por el ruido que se incorpora a la señal de FM en forma de variaciones de amplitud, tal como se analizó en el sub-apartado 7.3.1. Por lo tanto, es necesario instalar un circuito limitador de amplitud como etapa anterior a este discriminador.

Figura 68:

El circuito de la figura 68 posee las siguientes carácterísticas constructivas:

1. La inductancia LP del bobinado primario del transformador se encuentra en resonancia con el capacitor CP a la frecuencia fFI2 = 455 KHz. De esta manera se asegura que la señal de entrada al discriminador sea senoidal.
2. Las inductancias LS1 y LS2 de ambas mitades del bobinado secundario del transformador se encuentran en resonancia con el capacitor CO a la frecuencia fFI2 = 455 KHz.
3. Los valores de capacidad de CC, C1 y C2 son tales que dichos capacitores se comportan como corto-circuitos a la frecuencia fFI2 = 455 KHz y a cualquier otra frecuencia comprendida dentro del rango de trabajo fFI2 ± Δf.
   
4. El valor de la inductancia de L3 es tal que este inductor se comporta como un circuito abierto a la frecuencia fFI2 = 455 KHz y a cualquier otra frecuencia comprendida dentro del rango de trabajo fFI2

± Δf.

1. El factor de acoplamiento k del transformador es pequeño, razón por la cual el bobinado primario se comporta como un inductor. Entonces, la corriente IPdel primario se encuentra atrasada 90° respecto de la tensión de entrada VIN(o VP)
   .
2. De acuerdo con las premisas 3 y 4, el borne derecho de L3 se encuentra prácticamente al potencial de tierra, mientras que su borne izquierdo se encuentra conectado al borne superior del primario del transformador. En definitiva, L3 está conectado en paralelo con LP, por lo que se deberá admitir que:

�3= ��= �##119868;

7.3.2.3.1.-
Funcionamiento del Circuito

El circuito tanque formado por CP  y LP constituye la carga de colector del transistor Q de la última etapa del circuito limitador de amplitud. Por otro lado, CO y LS forman el circuito tanque secundario. Ambos circuitos tanque están sintonizados a la frecuencia central, o de portadora, de la señal de entrada. El inductor L3 es el retorno de continua para los diodos D1 y D2.
Los resistores R1 y R2 son los resistores de carga que se encuentran conectados en paralelo con los capacitores C1 y C2destinados a eliminar la componente de RF luego de la rectificación. El capacitor C3 elimina, a su vez, la componente de continua de la señal de audio.

7.3.2.3.2.-
Funcionamiento del Circuito en Resonancia

En primer lugar, deberemos considerar las condiciones iniciales en lo referente a las fases relativas entre los vectores de interés. Para ello tendremos en cuenta la figura 69, que representa al circuito del discriminador de Foster-Seeley simplificado en base a las premisas establecidas más arriba.

Figura 69:

CircuitosimplificadodelDiscriminador de Foster-Seeley.

La tensión VSinducida en el secundario por la corriente IPresponde a la expresión ya conocida:

� = �. ���                                               Expr. 128

�                ��

. . . Donde M es el “coeficiente de inducción mutua” entre los bobinados primario y secundario del

transformador, y se calcula mediante la expresión:

� = �. √��. ��                                                             Expr.129

. . . Donde, a su vez, k es el “factor de acoplamiento” entre ambos bobinados, y que, como sabemos,

puede variar entre los límites:

0 ≤ � ≤ 1

Por otro lado, la tensión y la corriente del primario se relacionan entre sí mediante la forma:

1

��=

. ∫ ��. ��                                                        Expr. 130

Reemplazando la expresión 130 en la 128 se obtiene que:

�

��=

. ��

. . . Que llevada a su forma fasorial es:

�

��=

. ��                                                                                                                                                        Expr. 131

Al mismo tiempo, la corriente que circula por el secundario es:

�  = ��

�        ��

Expr. 132

. . . Donde ZS es la impedancia del circuito secundario. En el caso particular en que el circuito se encuentre en estado de resonancia la impedancia ZS adquiere un carácter resistivo puro, por lo que pasa a denominarse RS.
Teniendo en cuenta este cambio y reemplazando la expresión 131 en la 132 se obtiene que:

��=

�

�� . ��

��

Expr. 133

Luego, en estado de resonancia la tensión del secundario también es:

��= �. ##120596;0. ��. ��                                                                             Expr. 134

Entonces, reemplazamos la expresión 133 en la 134, lo que da:

�

�� . ��

��= �. ##120596;0. ��.

. . . Y ordenando adecuadamente los factores obtenemos que:

��= �.

##120596;0. ��. �

����

. ��

. . . O bien:

�

��= �. ��.

. ��                                                                                                                                            Expr. 135

. . . Donde ha quedado definido el “factor de mérito” QS de la bobina secundaria del transformador.

La expresión 135 nos muestra que la tensión secundaria V
Sadelanta 90° respecto de la tensión primaria V
P
.A partir de la conclusión dada por la expresión 135, para analizar el funcionamiento del circuito emplearemos los diagramas vectoriales de tensiones y corrientes. El diagrama de la figura 70 muestra las relaciones de fase en el caso en que la frecuencia de entrada es igual a la frecuencia de resonancia de los dos circuitos tanque. La señal de entrada aplicada al circuito tanque del primario está representada por el vector VP.
Puesto que el capacitor CC se comporta prácticamente como un corto-circuito a la frecuencia de entrada, el inductor L3 queda efectivamente conectado en paralelo con el tanque primario. Debido a esto, la tensión sobre el inductor L3también es la tensión primaria VP.
La tensión VS inducida en el secundario del transformador provoca la circulación de la corriente secundaria ISa través del circuito tanque secundario.

Cuando la frecuencia de entrada es igual a la frecuencia central fFI2 el tanque secundario se encuentra en resonancia y presenta una impedancia de carácter resistivo. Por lo tanto, la corriente ISy la tensión VPestán en fase. Puesto que el bobinado secundario posee punto medio, la tensión secundaria VSse divide en dos tensiones, VS1 y VS2, que son iguales en amplitud y de polaridad opuesta con respecto al centro del bobinado. Debido a que el bobinado es inductivo, la tensión en él está 90° fuera de fase respecto de la corriente ISque lo atraviesa. También, debido al punto medio las tensiones VS1y VS2en cada extremo del bobinado secundario están 180° fuera de fase entre sí (véase el diagrama en la figura 70).

Figura 70:

Diagrama vectorial correspondiente al estado de resonancia.

Desde el punto de vista matemático podemos escribir que la tensión de salida VO1es, teniendo en cuenta la expresión 135:

��                                                                  �

. ��

�

��1= ��(1 + �.

. ��)                                                Expr. 136

2

De igual manera, para la tensión de salida VO2valdrá la expresión:

�

��2= ��(1 − �.

. ��)                                                Expr. 137

2

Entonces, la tensión aplicada al ánodo del diodo D1 resulta de sumar los vectores VPy VS1.
Dicha tensión está indicada por el vector VO1en la figura 70 (despreciando la caída de tensión en el diodo). Al mismo tiempo, la tensión aplicada al ánodo del diodo D2 es la suma vectorial entre VPy VS2, y está indicada por el vector VO2.
En estado de resonancia los vectores VO1y VO2 poseen módulos iguales, por lo que producen idénticas corrientes I1e I2simultáneas a través de ambos diodos. En consecuencia, como los resistores R1 y R2 son iguales, en ellos se producen tensiones iguales y opuestas. Así, en estado de resonancia la tensión de salida VO= VO1+ VO2resulta ser nula.

7.3.2.3.3.-
Funcionamiento del Circuito por Encima de la Resonancia

En el caso en que la frecuencia de entrada sea superior a la frecuencia central (en nuestro caso, fFI2

= 455 KHz) se produce un desplazamiento de fase y se modifica el diagrama vectorial de tensiones y corriente. Cuando un circuito sintonizado serie opera a una frecuencia mayor que la de resonancia la reactancia inductiva de la bobina se incrementa, mientras que la reactancia capacitiva se reduce. Por lo tanto, por encima de la frecuencia de resonancia el circuito tanque es predominantemente inductivo y la corriente ISdel secundario se retrasa respecto de la tensión VP= V3del tanque primario. Aquí debe advertirse que las tensiones secundarias VS1 y VS2 permanecen con una diferencia de fase de 180° entre sí, y la corriente ISse mantiene a 90° respecto de ambas. El retraso de esta corriente respecto de VP(indicado por el ángulo θ en la figura 71) hace que los vectores roten en sentido horario, por lo que VS1tiende a reducir su diferencia de fase con VPmientras que VS2tiende a incrementar su diferencia de fase con VP.
Así, el módulo del vector VO1, que resulta de sumar los vectores VPy VS1, es mayor que el módulo del vector VO2que resulta de sumar los vectores VPy VS2 (véase la figura 71). Entonces, por encima de la frecuencia de resonancia el diodo D1conduce más que el diodo D2, y la tensión desarrollada en R1 es mayor que la que se desarrolla en R2.
La tensión de salida VOresulta ser positiva.

Figura 71:

Diagrama vectorial de tensiones y corriente del discriminador cuando la frecuencia de entrada es mayor que la de resonancia.

7.3.2.3.4.-
Funcionamiento del Circuito por Debajo de la Resonancia

Cuando al circuito sintonizado ingresa una señal cuya frecuencia es menor que la frecuencia de resonancia del mismo, la reactancia capacitiva de CO aumenta, mientras que la reactancia inductiva de LS disminuye. Por lo tanto, el circuito tanque presenta un comportamiento predominantemente capacitivo. Esto hace que la corriente ISdel secundario adelante un cierto ángulo θ respecto de la tensión VP(de aquí proviene el nombre de “Discriminador por Desplazamiento de Fase”)
. En consecuencia, el diagrama vectorial sufrirá una rotación en sentido anti-horario. Luego, el vector VS2reduce su diferencia de fase con respecto a VP, mientras que el vector VS1incrementa su diferencia de fase con respecto a VP.
De esta forma, el módulo del vector VO2, que resulta de sumar los vectores VPy VS2, es mayor que el módulo del vector VO1, resultado de la suma entre los vectores VP y VS1(véase la figura 72). En definitiva, por debajo de la frecuencia de resonancia el diodo D2conduce más que el diodo D1, y la tensión desarrollada en R2  es mayor que la que se desarrolla en R1.
La tensión de salida VO resulta ser negativa.

Figura 72:

Diagrama vectorial de tensiones y corriente del discriminador cuando la frecuencia de entrada es menor que la de resonancia.

Los análisis efectuados en los apartados 7.3.2.3.3 y 7.3.2.3.4 corresponden a casos en que los circuitos trabajan fuera de la resonancia o, en otras palabras, a casos en que los circuitos están desintonizados. En este sentido, y de acuerdo con los resultados obtenidos en el sub-apartado 6.4.3.1 de este mismo artículo, las tensiones de salida VO1y VO2 están expresadas matemáticamente de la siguiente forma:

 � ��

�� . 2

)                                           Expr.138

 � ��

�� . 2

)                                           Expr.139

. . . Donde “aEQS”es el “Factor de Desintonía Equivalente” del circuito secundario.

Por otra parte, resulta de interés efectuar una consideración acerca de la expresión 129. En efecto, en la práctica ocurre que las inductancias de los circuitos primario y secundario son iguales. En esta condición, podemos escribir que:

Por lo tanto, resulta que:

�

= �                                  Expr. 140

Considerando la expresión 140 y sabiendo que, además, se puede hacer que:

QP=QS=QaEQP= aEQS=a

. . . Las expresiones generales 138 y 139 se reescriben en la siguiente forma:

�. �

��1= ��(1 + �.

��1= ��(1 − �.

2

1 + �. �

�. �

2

1 + �. �

)                                                Expr.141

)                                                Expr. 142

7.3.2.3.5.- DesventajasdelDiscriminadorde Foster-Seeley

Las señales espurias de AM que acompañan a la señal de FM pueden tener una amplitud lo suficientemente pequeña como para no llegar a alcanzar el umbral de recorte del circuito limitador de amplitud. Así, estas variaciones de  amplitud pasan a través de las etapas del limitador (no son eliminadas) y aparecen a la salida del mismo. Estas variaciones de amplitud indeseadas provocarán fluctuaciones de la amplitud de la tensión primaria VPque se inducirán en el bobinado secundario del transformador. Puesto que los diodos D1 y D2están conectados como rectificadores de media onda, estas pequeñas señales de AM serán detectadas en la misma forma en que lo harían en un detector a diodo y aparecerán en la salida, interfiriendo con la señal de FM. La interferencia de AM es eliminada por otro tipo de discriminador, conocido como “Detector de Relación” (véase luego el sub-apartado 7.3.2.4).

7.3.2.4.-
DETECTOR DE RELACIÓN

El “Detector de Relación” funciona en base a un circuito doble sintonizado para convertir las variaciones de frecuencia instantánea de la señal de FM de entrada en variaciones instantáneas de amplitud. Luego, estas variaciones de amplitud son rectificadas para proveer una tensión de salida de continua que varía en amplitud y en polaridad. Este tipo de detector demodula las señales de FM y suprime por sí solo las variaciones de amplitud provocadas por el ruido en aquéllas. Por esta razón no es necesario el empleo de un circuito limitador de amplitud previo al detector.

Figura 73:

7.3.2.4.1.-
Funcionamiento del Circuito

En la figura 73 se representa el circuito de un “Detector de Relación” típico. En el mismo se deben destacar los siguientes detalles:

• El circuito tanque formado por el capacitor CP y el bobinado primario LP del transformador T están sintonizados a la frecuencia central de la señal de FM proveniente del último amplificador de frecuencia intermedia (en nuestro caso esa frecuencia es fFI2 = 455 KHz).
• El  bobinado  secundario  LS   del  transformador  y  el  capacitor  CO   también  forman  un  tanque sintonizado a dicha frecuencia central.
• El bobinado L3  (bobinado terciario), e igual al primario LP, proporciona un acoplamiento inductivo adicional que reduce el efecto de carga del secundario sobre el primario.
• Los diodos D1y D2 rectifican la señal proveniente del tanque secundario.
• El capacitor C3 y los resistores R1 y R2fijan el nivel de tensión de operación del detector.
• Los capacitores C1 y C2 definen la amplitud y la polaridad de la señal de audio de salida.
• El resistor R3 limita la corriente pico de los diodos y proporciona un camino de retorno de continua a la señal rectificada.
• La señal de salida del detector (audio) se toma entre el punto de uníón de los capacitores C1 y C2

(punto A de la figura 73) y el punto de uníón de los resistores R1 y R2.

• El resistor RL es la carga del circuito.
• El resistor R4 y los capacitores C4 y C5 conforman un filtro pasa-bajos destinado a eliminar el ripple remanente de la señal de audio detectada.
• El capacitor electrolítico C6 bloquea la componente de continua sobre la que está montada la señal de audio.
• El potenciómetro RV se emplea para ajustar el nivel de señal que se inyectará al banco de filtros.

El Detector de Relación funciona bajo los mismos principios de desplazamiento de fase que el discriminador de Foster-Seeley (véanse las figuras 70, 71 y 72). Los diagramas vectoriales empleados en el análisis de este último son aplicables al Detector de Relación. Sin embargo, aquí propondremos analizar la circulación de las corrientes y las polaridades de las tensiones, empleando para ello los circuitos simplificados del detector.

7.3.2.4.2.-
Funcionamiento del Circuito en Resonancia

Al aplicarse la tensión de entrada VPal primario del transformador T ésta también aparece entre los extremos del bobinado L3debido a que, por efecto del acoplamiento inductivo, está efectivamente conectado en paralelo con el circuito tanque primario. Al mismo tiempo, se induce una tensión en el bobinado secundario LS que provoca la circulación de la corriente ISa través del circuito tanque secundario. En estado de resonancia este tanque tiene un comportamiento resistivo, lo que hace que la corriente ISesté en fase con la tensión primaria VP.
La corriente ISes la causa de las tensiones VS1 y VS2que se desarrollan en el bobinado secundario. Ambas tensiones poseen el mismo  valor pero polaridades opuestas con respecto al punto medio de dicho bobinado. Dado que este bobinado es inductivo, las tensiones VS1y VS2poseen una diferencia de fase de 90° respecto de la corriente IS.

Figura 74:

CircuitosimplificadodelDetector de Relación en estado de resonancia.

La figura 74 muestra el circuito simplificado del detector de relación en estado de resonancia. La tensión que queda aplicada entre el ánodo del diodo D1 y el punto A es el vector que resulta de sumar los vectores de las tensiones VS1y VP(ó V3)
. Si despreciamos la caída de tensión en el diodo D1, esta tensión se denominará VCA(ó –

VAC

es el vector suma entre las tensiones VS2y VP(ó V3)
. Si despreciamos la caída de tensión en el diodo D2, esta tensión se denominará VDA(ó –

VAD

Así, en estado de resonancia resulta que ambas tensiones son iguales, y ambos diodos conducen por igual. Las caídas de tensión en R1  y R2son iguales. Los capacitores C1  y C2se cargan con tensiones iguales pero de polaridades opuestas.

Analicemos la figura 74 y supongamos para ello que las tensiones a través de C1 y C2 son iguales en amplitud (p. Ej.: 5 V) y de polaridad opuesta. La tensión a través del capacitor C3 será entonces de 10 V. Los resistores R1 y R2 son iguales entre sí, por lo que entre los extremos de cada uno de ellos habrá una caída de tensión de 5 V. Ahora podemos hallar el valor de la tensión de salida entre los puntos A y B. Si sumamos las tensiones existentes entre los puntos A y B recorriendo los caminos ACB y ADB obtendremos:

. . . Para el camino ACB:

VAC= -5 V.

VCB= +5 V.

VAB= VAC + VCB= 0 V.

. . . Y para el camino ADB:

VAD= +5 V.

VDB= -5 V.

VAB= VAD + VDB= 0 V.

Este resultado es evidente, puesto que ambas ramas del circuito están en paralelo entre sí.

Cuando la señal de entrada invierte su polaridad también lo hace la tensión secundaria. En esta condición ambos diodos quedan polarizados en inversa y no hay circulación de corriente. Pero, mientras tanto, el capacitor C3 mantendrá la mayor parte de su carga porque las constantes de tiempo dadas por los productos C3.R1y C3.R2son lo suficientemente elevadas para ello. Esto contribuye a mantener presente a la señal de salida.

7.3.2.4.3.-
Funcionamiento del Circuito por Encima de la Resonancia

Como sabemos, cuando un circuito sintonizado trabaja a una frecuencia mayor que la frecuencia de resonancia, el comportamiento del mismo es predominantemente inductivo. Entonces, la corriente ISdel secundario retrasa respecto de la tensión primaria VP(ó V3)
. En consecuencia, la diferencia de fase entre las tensiones VS1y VPdisminuye (VS1 se acerca a VP)
, al mismo tiempo que la diferencia de fase entre las tensiones VS2 y VPaumenta (VS2 se aleja de VP)
. Así resulta que el vector suma entre VS1 y VP, denominado VCA(ó –

VAC

VAD

Figura 75:

CircuitosimplificadodelDetector de Relación operando a una frecuencia superior a la de resonancia.

Analicemos ahora el circuito de la figura 75, y supongamos que las tensiones que se desarrollan en el circuito por encima de la resonancia son tales que la tensión en el ánodo de D1 haga que la tensión sobre el capacitor C1 sea de 8 V, y que la tensión en el cátodo de D2 haga que la tensión sobre el capacitor C2 sea de 2 V. La tensión a través de C3 será entonces de 10 V. Si calculamos la tensión entre los puntos A y B a lo largo de los caminos ACB y ADB obtendremos . . .

. . . Para el camino ACB:

VAC= -8 V.

VCB= +5 V.

VAB= VAC + VCB= -3 V.

. . . Y para el camino ADB:

VAD= +2 V.

VDB= -5 V.

VAB= VAD + VDB= -3 V.

Cuando la señal de entrada cambia de polaridad los diodos quedan polarizados en inversa y el capacitor C3 mantiene la tensión VCDconstante.

7.3.2.4.4.-
Funcionamiento del Circuito por Debajo de la Resonancia

Al funcionar en una frecuencia menor que la de resonancia, el circuito sintonizado tiene un carácter predominantemente capacitivo. Entonces, la corriente ISdel secundario adelanta con respecto a la tensión VPdel primario (ó V3)
, y ahora es la tensión secundaria VS2la que reduce su diferencia de fase respecto de VP, mientras que VS1la incrementa. El vector suma de VS2y VPposee un módulo mayor que el del vector resultante de sumar VS1y VP.
La tensión en el cátodo de D2 es mayor que la tensión sobre el ánodo de D1.

Figura 76:

CircuitosimplificadodelDetector de Relación operando a una frecuencia inferior a la de resonancia.

Para analizar el circuito de la figura 76 supongamos ahora que las tensiones que se desarrollan en el circuito por debajo de la resonancia son tales que la tensión que aparece entre el cátodo de D2 y el punto A haga que la tensión sobre el capacitor C2 sea de 8 V, y que la tensión entre el ánodo de D1 y el punto A haga que la tensión en C1sea de 2 V. La tensión VCDsobre el capacitor C3se mantendrá en 10 V. Nuevamente, si calculamos la tensión entre los puntos A y B a lo largo de los caminos ACB y ADB obtendremos que . . .

. . . Para el camino ACB:

VAC= -2 V.

VCB= +5 V.

VAB= VAC + VCB= +3 V.

. . . Y para el camino ADB:

VAD= +8 V.

VDB= -5 V.

VAB= VAD + VDB= +3 V.

Cuando la señal de entrada cambia de polaridad los diodos quedan polarizados en inversa y el capacitor C3 mantiene la tensión VCDconstante.

7.3.2.4.5.-
Ventajas del Detector de Relación

El detector de relación no es afectado por las variaciones de amplitud que puedan acompañar a la señal de FM. La salida del detector se ajusta a sí misma, en forma automática, a la amplitud promedio de la señal de entrada. El capacitor C3se carga a una tensión VCDque es igual a la suma de las tensiones que hay a través de R1 y R2.
Debido a la elevada constante de tiempo que estos resistores producen en conjunto con C3, éste tiende a filtrar los impulsos de ruido. La cancelación del ruido de AM es tan efectiva que este detector puede funcionar muy satisfactoriamente aún con señales de entrada del orden de los 100 mV. Este nivel de señal de entrada es mucho más bajo que el requerido para lograr la saturación de un limitador de amplitud. En consecuencia, no es necesario que las etapas amplificadoras previas al detector posean una ganancia tan elevada como la que se requiere cuando se emplea un discriminador de Foster-Seeley. El Detector de Relación es uno de los más empleados en los receptores de FM de alta calidad.

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DEMODULADOR

Uno de los métodos más empleados para lograr la demodulación de señales de FM es aquel en el que se emplea el “Lazo Enclavado en Fase” o “PLL” (según las siglas en inglés de “Phase Locked Loop”). Para comprender cómo funciona un PLL es necesario que analicemos previamente el funcionamiento del “Mezclador Doble Balanceado” (en adelante DBM, por las siglas en inglés de “Double Balanced Mixer”), y que forma parte de aquél.

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Mezclador Doble Balanceado o “DBM”